脉冲电压序列产生方法及其电路装置 技术领域
本发明涉及根据权利要求1前序部分的电路装置。它涉及一种用于驱动放电灯的脉冲电压序列的电路装置。此外本发明涉及由该电路装置产生脉冲电压序列的方法。
更确切地，本发明涉及驱动放电灯或光源的电路装置，其中放电灯至少一个极性的电极是介电隔离的，该电路装置借助单极性或至少实质为单极性的电压脉冲驱动放电灯，如WO94/23442中所述地。这种驱动方式使用原则上无限制的电压脉冲序列，它们被静区时间彼此隔开。对于高效地产生有效发光起决定作用的实质是脉冲形状及脉冲持续时间和静区时间。通常导通比在约1∶5至1∶10之间的范围内。高压脉冲的峰值与相应的灯结构有关，例如与电极数目，放电距离及介质类型及厚度有关，通常在1KV及5KV之间。同时脉冲重复频率与灯的几何参数有关，及在约25KHz至约80KHz的范围中。对于这种灯的传统驱动方式则是使用正弦状交变电压。
介电隔离放电不同于通常放电灯中进行的放电，它具有设在放电空间内部与同一极性的一个或多个电极(单侧介电隔离)或所有电极即两极性的电极(双侧介电隔离)之间的介质。这种电极也被称为介电隔离电极。从一个介电隔离电极到放电区段离子化气体的电荷移动因此不是通过导体电流而是通过电容电流来实现的。由此在这种放电装置的等效电路图中产生了容性元件。因此该电路装置必须适应将能量容性地耦合到放电灯中。
现有技术
由DE19548003A1公知了一种产生脉冲电压序列，尤其是驱动介电隔离放电装置的电路装置。它具有：一个与输入电压供电的并带有充电电容器的充电回路；一个具有快速可控开关的放电及脉冲回路，它与一个脉冲控制电路相连接；一个带有与其相连接的负载的脉冲发送器及一个具有回馈电流阀及与充电回路输入并联的缓冲电容器的回馈储能回路。当每次开关导通期间，存储在电容器中的电能通过脉冲发送器传送到负载。由负载及脉冲发送器回馈的能量通过回馈储能回路存储到回馈储能点上并被缓冲电容器吸收。由此在回馈期间使次级绕组的电位箝在输入电压的电位上。此外，以此方式回馈能量可共用于充电电容的充电阶段。这种方案的缺点是脉冲发送器及开关元件的高脉冲负荷，这导致相对差的效率及相对大的元件成本。此外，脉冲发送器的具体结构对开关功能具有重大影响。脉冲发送器的最佳结构仅可通过试验来确定。
发明描述
本发明的任务在于，提供一种根据权利要求1前序部分的电路装置，借助它能以较小的开关损耗产生实质为单极性的脉冲电压序列。此外该脉冲电压序列应可作到在实质容性作用的负载上具有尽可能平滑的脉冲形状。本发明的另一方面是以相对少的元件来实现相对简单的电路。
该任务将通过权利要求1特征部分的特征来解决。其特别有利的构型在从属权利要求中给出。
本发明的另一任务是，给出一种产生上述脉冲电压序列的方法。该任务将通过方法权利要求中的特征来解决。
本发明的基本构思将在以下借助图1中简化方框图来解释。在可控开关2导通阶段由一个能量供给源1供电，首先对感性储能器3周期地加载。在加载后、即一旦开关2阻断，在感性储能器3中存储的磁能将传送到容性储能器4中。由此在感性储能器3上产生一个正弦振荡的第一电压半波，而在容性储能器4上也产生相同的电压半波，但其相位相反。第一电压半波被用作灯5的电压脉冲，它或是耦合在电感3上或是耦合在容性储能器4上。然后，容性储能器4上的能量通过感性储能器3回馈到能量供给源1中，后者最好包括一个附加的回馈储能器(未示出)。在此情况下，容性储能器4上的电压被箝住在通过打开的电流阀6降落的电压上。因此，在此期间感性储能器3上的电压等于供电电压。在给定时间后周期地重复该过程。该定时控制通过一个与可控开关2连接的信号发生器7来实现。
以此方式，产生出同相的，连接到灯电极上的实质为半波正弦状的电压脉冲，其中各电压脉冲通过静区时间彼此隔开，该静区时间即电极上电压实质为恒定并明显小于电压脉冲峰值、最好约为零值的时间。
本发明构思的核心是通过首先作为电感储能器使用的电感(以下简称振荡回路电感)及一个可控开关的串联电路来解决，其中对开关并联了一个作为容性储能器的电容-以下简称为振荡回路电容-及一个电流阀。
通过对于振荡回路电感及振荡回路电容所取的具体值可以首先影响电压脉冲的宽度。对于开始部分所述类型光源的驱动，振荡回路电感在约500μH及10mH之间，振荡回路电容在约100pH及1μF。
作为振荡回路电容例如可以是一单独电容器，也可以是设有介电隔离电极的放电装置本身的固有电容。如果开关通过一个可控半导体开关、如双极性晶体管、IGBT(绝缘栅双极性晶体管)或MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)来实现时，半导体开关的阻断层电容也可用作振荡电容，因为振荡电容(如下面要说明的)仅在开关的阻断期间对电路装置的工作起作用。当然附加的电容器提供了优点，因为它可以影响电压脉冲的宽度。附加电容器的值可根据所需脉冲宽度来选择。与该装置输入端子并联的电容器可用作回馈储能器。该回馈储能器也可以是一个有再生功能的电源的组成部分。在后一情况下可以放弃使用在该电路装置输入端上的单独回馈储能器。
放电装置或灯的连接能以简单方式直接地在电容器上或可控半导体开关上连接来实现。为此灯的引线与电容器或半导体开关的端子相连接。这种简单方案特别适合使用相对低的最大脉冲电压(脉冲电压小于约1500V)的放电灯，因为这里半导体开关的最大阻断电压限制了可产生的最大脉冲电压。
在一个用于使用较高最大脉冲电压的灯的有利变型中，一个自耦变压器的次级绕组与一个灯引线相连接。在此情况下作为感性储能器使用的振荡回路电感是通过该自耦变压器的初级绕组来实现的。
在另一变型中，灯最终通过一个高压变压器来连接。该高压变压器的初级绕组用作感性储能器。这里灯引线与其次级绕组的端子相连接。借助该变型同样可以产生较高的最大脉冲电压。但是这种方案成本高，因此比上述方案昂贵。此外，与自耦变压器方案相比其缺点还在于较大的损耗及绕组变比不合算。例如为了使灯引线的电压为初级绕组电压的三倍，同样需要三倍的变比。由于自耦变压器方案中初级与次级绕组相同的绕向及电连接，对此仅用二倍的变比就够了。
根据本发明的电路装置特别适合用低电压驱动，例如在机动车等应用中用电池驱动。对于用电网电压驱动，该电路装置前面需连接一个变流器，用于电压适配，通过它同时可实现接收正弦的电网电流。
此外也要求对这样一种照明系统进行专利保护，这系统由上述新型脉冲电压源及开始部分所述类型的放电灯或放电光源组成。
附图描述
以下将借助多个实施例来详细来解释本发明，附图为：
图1：说明本发明原理的电路框图；
图2：用于相对低脉冲电压的第一个成本合算的实施例；
图3：另一个具有用于较高脉冲电压的高压变压器的实施例；
图4：又一个具有用于较高脉冲电压的自耦变压器的实施例；
图5：图4电路中测量的随时间变化的特性曲线；
图6：用一个MOSFET作开关的实施例。
图2表示对于使用相对小的所需最大脉冲电压的灯的优选电路装置的简要示图。因为在该电路装置中灯与半导体开关并联，故可产生的最大脉冲电压受到半导体开关最大阻断电压的限制。
该电路装置的组成为：一个缓冲电容器C1，它由一个直流电压+Uo，例如一个整流电路或一个电池的输出电压供电并作为回馈储能器工作；一个由振荡回路电感L1及双极性晶体管T1和续流二极管D1组成的串联回路，该串联回路连接在缓冲电容C1的负导线上；以及一个振荡回路电容器C2，它与晶体管T1并联。一个具有介电隔离的电极的灯La1借助端子a,b与振荡回路电容器C2相并联。
晶体管T1由一个非对称矩形波振荡器OS，例如一个本身公知的脉冲发生器IC来控制。只要晶体管T1导通，通过它并通过振荡回路电感L1流过线性上升的电流。在导通时间t1的终点电流达到峰值Is。在该时间点上在振荡回路电感L1上存储的磁性为：
Wm=0.5·L1·IS2 (1)在时间点t=t1时，晶体管T1被关断并接着发生一个周期如下的自由振荡：TS=2·π·L1·C2----(2)]]>
在此情况下，磁能Wm使振荡电容C2充电到电压UC2，该电压根据下式由能量Wm给出：
Wm=0.5·L1·Is2=0.5·C2·Uc22 (3)即，Uc2=2WmC2]]>
在对串联振荡电路C1、L1、C2计算时，缓冲电容器C1的电容量典型为几μF，它相对典型为若干100pF的振荡电容器C2的电容量来说可以被忽略。
具有幅值VC2的振荡回路电容器C2的正弦振荡正半波并联地供给晶体管T1并阻断反并联二极管D1。其负半波被二极管D1箝位，及振荡回路电感L1将能量存储到回馈储能电容C1上。以此方式产生出具有其幅值远大于供电电压Uo的似正弦半波脉冲电压Ui。在此情况下，电压脉冲宽度为：ti=π·L1·C2----(5)]]>
图3表示图2中电路的一个变型，它同样适用于使用较高最大脉冲电压的灯。其中同样的元件使用相同的标号。这里用一个变压器TR1取代了图2中的振荡回路电感L1。灯La1通过端子a′,b′连接到变压器TR1的次级绕组TR1-B上。由此可使灯用一最大脉冲电压工作，该脉冲电压显然高于半导体开关T1的最大阻断电压。
如在图2的电路情况下，晶体管T1由一个不对称的矩形波振荡器OS控制。在晶体管T1导通状态，线性上升的电流将流过电感量为LP的变压器TR1的初级绕组TR1-A及流过晶体管T1。在导通时间t1结束时该电流达到其峰值IS。在此时间点上，初级电感Lp的储能为：
Wm=0.5·Lp·Is2 (6)
在时间点t=t1时，晶体管T1被关断，并接着发生一个周期如下的自由振荡：Ts=2·π·LP·C2----(7)]]>
在此情况下，振荡回路电容C2被磁能Wm充电到电压UC2，该电压如下对应于磁能Wm：
Wm=0.5·Lp·Is2=0.5·C2·UC22 (8)即，UC2=2WmC2----(9)]]>
因此在变压器TR1的初级绕组上产生电压：ULP=UC2-Uo (10)
该电压Up将根据变压器TR1的变比：u··=WsWp----(11)]]>
变换到次级绕组TR1-B上，并接着向连接在那里的灯La1供电。在等式(11)中，Ws表示次级绕组圈数及Wp表示初级绕组圈数。因此变压器TR1次级绕组TR1-B上的电压为：ULS=UCP·u··.----(12)]]>
具有幅值UC2的振荡电容器C2的正弦振荡正半波并联地供给晶体管T1并阻断反并联二极管D1。其负半波被二极管D1箝位，而能量通过变压器TR1初级电感Lp被回馈存储到回馈储能电容器C1上。
在回馈储能期间，初级电感Lp上的电压为：
ULP=Uo (13)
它同样根据变压器TR1的变比ü被转换到次级绕组TR1-B上。因此在脉冲暂停期间即在静区时间上，灯La1上加有偏压。为了排除对灯工作的不利影响，该电路这样地设计，即使得该偏压远小于脉冲电压。
在图4中概要地表示了图3电路的一个有利变型，它同样可适用于使用较高最大脉冲电压的灯。
在该变型中，变压器TR1被自耦变压器TR2代替，它的初级绕组TR2-A用作感性能量存储器，及它的次级绕组TR2-B连接在振荡回路电容器C2及灯La1的相应端子a″之间。因此灯La1借助端子a″,b″并联地连接在次级绕组TR2-B及振荡回路电容器C2的串联电路上。由该方案所产生的优点是，相对图3的方案具有有利的匝数比。譬如为了使灯导线之间的电压相对初级绕组TR2-A的电压为三倍，由于初级绕组TR2-A次级绕组TR2-B有相同的绕向及电连接，因此只要二倍的变比就够了。而对于图3的方案对此需要三倍的变比。由此可看到，图4中变型方案的其它功能相应于刚才解释图3时所述的功能。相对图3中方案的另外优点是较小的漏电感，较小的损耗及较小的绕组电容。由于较小的绕组电容，可使电压脉冲具有较陡的脉冲沿，这对于使用脉冲驱动的介电隔离放电的放光灯的有效工作是有利的。
在图5中表示出用于晶体管T1的控制信号(CH1)的初级绕组TR2-A中的电流(CH2)及灯La1上的电压(CH3)。在X轴上是标的时间t(一个单位相当于2μS)，及在Y轴是以任意单位标的相应强度。如从图5中可看出的，两个电压脉冲之间的暂停时间受到控制信号周期T长度的影响。同样地由图5可看出其要求：一方面，晶体管T1的关断时间t2必须大于电压脉冲的宽度t1，因为否则电压脉冲的下降沿会被切断；另一方面，关断时间t2必须在振荡回路电感L1中的电流过零前结束，因为否则会通过出现干扰振荡。通过晶体管T1的导通时间宽度t1可以影响各个电压脉冲之间的暂停持续时间。此外，借助导通时间t1及关断时间t2这些参数可使接通的发光灯源减光。
在图6中概要地表示了图4中自耦变压器电路的一个变型。这里振荡回路电容器通过灯La1固有电容(未示出)或通过自耦变压器变换的灯电容及附加地通过MOSFET T2阻断层电容(未示出)来实现的。这里可放弃使用如图4中分立电容器形式的附加振荡回路电容。此外可放弃使用分立的续流二极管，因为其功能已被MOSFETT2中的寄生二极管(未示出)所取代。其余的电路部分及工作原理对应于图4中的那些。因此，灯La1借助于端子a,b与次级绕组TR2-B及M0SFET T2的串联电路相并联。该电路变型用使用所述的较少元件来实现。