用于向负载供电的电路配置 本发明涉及一种从供电电力网向单相或多相负载供电的电路配置，此供电电力网传输起码基本上正弦形的电力网交流电压。
当电子能量换流器由构成单相交流电力网的供电电力网供电时，在电力网侧通常使用带有后储能电容器的全波桥式整流电路。这种桥式整流电路通常也称为格里茨(Graetz)桥路，它保证只有在供电电力网的电压的瞬时值大于所述储能电容器两端的电压时，才有从供电电力网向储能电容器再充电的电力网电流流动。这样，就从供电电力网支取明显的脉冲状的电流，所述电流的平均值对应于负载从储能电容器支取电流地平均值。这样所形成的从供电电力网支取的电力网电流有高谐波含量。如果这Graetz桥路用于驱动高功率负载，则谐波含量将会非常快地超过电力网操作者所规定的最高准许谐波含量的极限。考虑到电力网操作者的强制性命令，也考虑到大多数国家和欧洲标准，不允许使用产生有高谐波含量的电力网电流的负载。
已经知道，在Graetz桥路的下游连接滤波扼流圈；这种扼流圈实现使电力网电流平滑的作用，因此减少谐波含量。可是，这种扼流圈在高功率的情况下变得非常庞大和非常重；这对装备有这种电源单元的装置的紧凑性和重量来说有不利的影响。
西门子出版的，W．Hirschmann和A．Hauenstein的刊物“Schaltnetzteile”，ISBN No．3-8009-1550-3，section 6．4，pp441到444描述了有正弦波支取电流的上变频器。这装置也称为预调节器，它包括电子电源开关，高频扼流圈和非常快的开关二极管。所述电源开关必须用适当的控制电路来驱动，后者控制正弦形的电力网电流，而不会引起中间电路、即在Graetz桥路的下游的电压的明显的脉动。当适当地设计所述控制电路时，上述电路配置将启动正弦波电力网电流，在所述电力网电流中的谐波将起码基本上是可抑制的，不管连接到电路配置的负载如何，并且还有可能与中间电路上起码近似恒定的电压一致地把所述电路配置的负载功率保持恒定。可是，为此目的需要比较大量的电路装置。
在许多情况下，不需要以在时间上恒定的功率向负载供电。经常是，当这功率的瞬时值例如以电力网频率的双倍频率相对于平均值脉动也已经能满足要求了。在这情况下，上述的预调节的使用会特别不利。
本发明的一个目的是提供一种电路配置，用于从供电电力网向负载供电，并且在使用简单装置的同时保证电力网电流只有少量的谐波。
根据本发明，通过采用这样一种从供电电力网向单相或多相负载供电的电路配置来达到这目的，此供电电力网传输起码基本上正弦波的电力网交流电压，在此电力网的工作频率下，所述负载有起码基本上电阻性的特性，所述电路配置包括：
全波整流级，用于获得起码基本上正弦形的中间电路电压，
调制级，它被构成单相或多相逆变器，在控制信号的控制下，从中间电路电压产生起码一种加到负载的高频电源电压，上述控制信号的频率相对于电力网交流电压的频率是高的，而所述电源电压由控制信号与中间电路电压的乘积来决定，和
高频滤波器级，它耦合到全波整流级，以便抑制在所述供电电力网中感生的、在包含控制信号频率的频率范围内的干扰。
本发明利用了对以下事实的认识，即通过取消在中间电路中的，即连接到Graetz桥路的上述电容器，可以非常简单地从具有Graetz桥路的电源获得作为负载下游的欧姆电阻的正弦波电力网电流。于是，中间电路的电压总是呈现为电力网的电力网电压的绝对值，而电力网电流比例于电力网电压。对于在电力网频率附近的预先确定的频率范围内呈现为基本上电阻性的负载，根据本发明的电路配置也产生正弦波电力网电流。这种负载例如可以由带电阻负载的高频开关DC／DC转换器形成，但也可以由以AC／DC转换器供电的非常快的电动机，例如异步电动机和永磁电动机形成。可以选择所述负载呈现为基本上电阻性的对应的频率范围，例如从0到2kHz。这种选择与限制谐波的相关规定一致。相对所述频率范围的上限，例如高频开关DC／DC转换器的工作频率是高的。
在根据本发明的电路配置中，负载所支取的功率总是比例于作为输入电压加到调制级的中间电路电压的平方。因为根据本发明的电路配置不含有在电力网频率下存储大量能量的储能元件，因此，电力网电压和电力网电流成比例。这样，在正弦波电力网电压情况下，也将获得正弦波电力网电流。耦合到全波整流器级的高频滤波器级仅仅用来抑制具有控制信号频率的干扰。这高频滤波器级最好包括非常小的电感和非常小的电容，例如连接到全波整流器级的下游。如果需要，电感也能插入供电电力网与全波整流器级之间的连接部分。以这样的方式来决定所述电感和所述电容的大小，即它们所支取的电流分量相对于流过负载的欧姆电流是小的。
在根据本发明的这类电路配置中，经常遇到这样的问题，在低频的情况下，即在供电电力网的电力网频率下，负载的阻抗非常低。例如在负载包括变压器，非常快的电动机或类似的电器时，就会发生这种情况。因为这些负载通常工作在高频电源电压，所以，在低频下在大部分情况下必然是低阻抗的。
在根据本发明的电路配置中，由高频控制信号与正弦中间电路电压的乘积来决定负载的高频电源电压。因此，高频电源电压有正弦的包络线。这意味着，电源电压有边带，它们相对于控制信号频率对称地分布。这些边带也含有非常低的频率。这是因为正弦中间电路电压本身在频谱上不是纯的，而是有甚至包括电力网频率的几倍的各种分量。这些频谱分量与控制信号的混合产物也处于非常低的频率下。在低阻抗的负载中，这些低频频谱分量能在低频下产生一定大小的低频电流。这些电流通过调制级对全波整流级起反作用，它们能在全波整流级抵消对谐波的抑制作用。
通过把正弦波电力网电压直接加到调制器，而不用中间电路的正弦电压，就能够避免这种缺点。可是，为了处理正弦波电力网电压，调制级应包括适用于每个电压和电流方向的电源开关。这种电路配置也称为直接交流(AC)转换器。可是，这类AC转换器肯定比只有一种电流或电压极性的调制级复杂得多。
为了避免由中间电路的正弦电压所引起的干扰，本发明另一个实施例备有控制信号反相级，此反相级使控制信号的符号在电力网交变电压从半个周期转换到下半个周期时反相。这种步骤的结果是，可以达到采用直接AC转换器的相同效果。控制信号的符号在电力网交变电压的每个过零点被反转。因为调制级象乘法器那样地工作，所以它有与下面相同的效果，就象是中间电路电压不再正弦形地变化，而纯粹以正弦波的形式变化。这样，调制级所送出的电源电压的频谱的边带被减小到只是两条谱线，所述两条谱线处在控制信号频率的两侧，与控制信号频率有一定距离。因此，这些边带中不再出现低频分量。这样就在负载中避免了低频电流，结果，也避免了可能由再转换经由调制级在全波整流器级、因此在电力网中产生的干扰。
控制信号反相级最好包括：符号探测级，用于探测电力网交变电压的极性的瞬时值，并用于提供表示相关极性的符号信号；以及乘法级，用于通过把控制信号与符号信号相乘来产生符号修正控制信号。
在本发明的这个实施例中的符号探测级起着测量电路的作用，它决定电力网交变电压的极性。符号探测级产生对应于+1或-1的信号。这信号被加到乘法级，在乘法级中，这信号被用来对电力网交变电压的过零点作出响应，使控制信号反相。
在根据本发明的电路配置的另一个实施例中，如果控制信号已经可以作为二进制的开关信号，例如它能方便地直接用作功率晶体管的开关信号，那么，控制信号反相级最好备有反相器，此反相器能用符号信号来转换，并且被控制信号所通过(traversed)。那么，这个可转换的反相器就取代了乘法级，并且在最简单的情况下可以用“异”门构成。
此后，将参考附图详细地描述本发明的实施例。在此，对应的元件以相同的参考号表示。
图1表示本发明的第一实施例，
图2表示本发明的第二实施例，
图3表示第二实施例的一个部分的另一形式，和
图4图示某些波形，以便说明图1和2所示的电路配置的工作情况。
图1表示从供电电力网2向负载1供电的电路配置，在本实施例的情况下，此负载1是三相负载，例如三相电动机，在简化的等效电路图的形式中电力网表示为交变电压源。一个全波整流级3，例如Graetz桥路通过其交变电压端子4，5连接到供电电力网2。第一直流电压端子6在Graetz桥路工作期间带正电平，今后称为Graetz桥路的正极，它通过电感8连接到调制级11的第一电源电压端子10。Graetz桥路3的第二直流电压端子7带负电平，今后称为负极7，它连接到调制级11的第二电源电压端子12。此外，调制级11的电源电压端子10，12跨接着电容9。控制信号发生级13通过它的输出端14连接到调制级11的控制信号输入端15。在图1所示的电路配置工作期间，Graetz桥路3通过交变电压端子4，5接收到起码基本上正弦形的电力网交变电压。Graetz桥路通过直流电压端子6，7输出整流后的作为正弦中间电路电压的电力网交变电压；这中间电路电压出现在Graetz桥路3的正极6和负极7之间。这样来决定电感8的大小，使得在电力网交变电压的频率下和负载的额定电流下，这电感的电压降与电力网交变电压相比是小的，而在电力网交变电压的频率下，电容9所形成的电流与负载电流相比是小的。这样，电感8和电容9对中间电路电压的时间变化只产生可以忽略的影响。这样，正弦中间电路电压基本上没有调制地加到调制级11的电源电压端子10，12。
控制信号发生级13通过输出端14输出控制信号，后者的频率与电力网交变电压相比是高的，所述控制信号被加到调制级11的控制信号输入端15。以三相AC／DC转换器的形式构成调制级。在调制级11中三个高频电源电压与控制信号一致地由中间电路电压产生，所述电源电压中的每一个从调制级11通过各自的连接线被加到负载1。这样来对负载1供电。作为负载1的例子来表示的电动机可以是异步电动机或是磁阻电动机。从控制信号发生级13来的控制信号以这样的广为人知的方式为这样的电动机产生高频电源电压，使得电动机以所希望的转速和以所希望的转矩工作。然后，根据控制信号输入端15的控制信号与电源电压端子10，12的中间电路电压的乘积来决定负载1的电源电压。
以这样的方式来决定电感8和电容9的大小，即它们形成高频滤波器级，用于抑制显著地以控制信号频率发生的干扰。这种由控制信号引起的干扰被高频滤波器级8，9有效地与电力网隔离开。
因为电感8和电容9对于电力网交变电压的频率并不起重要的储能作用，所以中间电路电压的变化非常接近于正弦波。对于负载1的电阻特性，它所消耗的功率总是正比于中间电路电压的瞬时值，即跨于调制级11的电源电压端子10，12的电压的平方。因此，电力网交变电压和从供电电力网支取的电流也彼此正比。在正弦波电力网交变电压的情况下，就这样得到从供电电力网支取的电流的所要求的正弦波变化。
在图1的另一种形式中，也能在电力网2与Graetz桥路3之间的导线之一插进电感8。
图2表示图1的电路配置的另一种形式；图1现已补充了控制信号反相级。控制信号反相级包括符号探测级16和乘法级17，符号探测级16的输入端连接到Graetz桥路3的交变电压端子4，5，而乘法级17插在控制信号发生级13的输出端14和调制级11的控制信号输入端15之间的连接电路中。乘法级17的输入端连接到输出端14，而控制信号输入端15连接到乘法级17的输出端。乘法级17的第二输入端连接到信号探测级16的输出端。
在图2所示的电路配置工作期间，加到符号探测级16的电力网交变电压的极性在那里被测量。符号探测级16输出表示电力网交变电压的极性的符号信号。在乘法级17，符号信号被乘以控制信号，产生符号修正控制信号，它被送到调制级11的控制信号输入端15。在符号修正控制信号中，从控制信号发生级13的输出端14来的控制信号的极性在电力网交变电压的每个过零点被反转。
基于图4所示的简化例子来说明控制信号反相级16，17的工作。图4A表示正弦波电力网交变电压；图4B表示通过全波整流由正弦波电力网交变电压产生的中间电路电压的正弦变化。图4C表示简化的高频控制信号的方波变化，它画在与图4A和4B相同的时间轴上。图4C所示的变化对应于例如控制信号发生级13的输出端14的控制信号。图4B与4C的信号相乘产生图4D的信号变化，它以实线表示，作为负载1的电源电压的图形代表。
与此相比，图4E表示符号修正控制信号，它的符号在图4A的电力网交变电压过零时发生改变。当图4E的符号修正控制信号与图4B的正弦中间电路电压相乘时，作为合成的电源电压，得到图4F的实线所表示的电压变化。图4F的高频电源电压相对于图4D所示的变化，在图4A的电力网交变电压的过零处显示了相反的符号，使得图4D和4F所示的电源电压在电力网交变电压的整个第二半波期间按照反相位变化。
图3表示在控制信号是二进制信号的情况下乘法级17的特别简单的实施例。这种来自输出端14的控制信号以脉冲占空比不等于1的(为简单起见)方波信号的形式用图解法表示在图3中。它被加到乘法级17的第一输入端。从符号探测级16来的符号信号被加到乘法级17的第二输入端，所述符号信号也是二进制信号，它在电力网交变电压过零期间在它的两个信号电平之间转换。结果，在乘法级17(例如“异”门)的输出端的符号修正控制信号的极性也反相。其变化也图示于图3的这种信号被加到调制级11的控制信号输入端15。