永久磁铁型同步电动机的控制装置 本发明涉及按照转矩电流指令值与无功电流指令值对永久磁铁型同步电动机进行脉宽调制(PWM)控制的装置。
图1、图2、图4及图13是在例如特开平4-69066号公报所记载的方案中增加部分电路构成的以往的永久磁铁型同步电动机控制装置。图1是总体构成图，图2是电流控制运算手段的硬件部分的框图，图4是动作说明图，图13是电流控制运算手段的软件部分的框图，图中，同一符号表示同一部分。
上述各图，除一部分外均在本发明中使用，因而下文将详述，这里仅说明要点。
三相交流电源1的交流电力在变换器2中变换成直流，输入逆变器4。逆变器4根据PWM控制信号12a、12b，使上、下开关元件4A、4B导通或阻断，把直流变换成三相交流，驱动永久磁铁型同步电动机7。
逆变器4的输出电流6a及电动机7的角度数据8a向电流控制运算手段9反馈，输出电流6a分离成无功电流反馈值22a及转矩电流反馈值22b两个分量。无功电流反馈值22a对照无功电流指令控制手段23C设定的无功电流指令值id*(=0)进行控制，转矩电流反馈值22b对照转矩指令运算手段24运算的转矩电流指令值iq*进行控制，并将控制结果作为电压指令值9a送往输出电路12。
另一方面，根据相电压检测电路5检测的相电压，设定上下开关元件4A、4B同时阻断的防短路时间Td。各部分的工作波形示于图4。
在上述这种已有的永久磁铁型同步电动机控制装置中，由于防短路时间Td是上下开关元件4A、4B同时阻断的期间，在流过电动机7的电流id接近零时，如图4(e)所示，不能稳固建立相电压Vu，形成电位不稳定。产生该现象时的相电压检测电路5的输出信号状态，示于图4(f)。因此，存在电动机7受电压畸变影响而旋转不匀地缺陷。
本发明是为解决上述缺陷而作出的，其目的在于提供一种流过电动机的电流波形不失真，电动机能平滑旋转的永久磁铁型同步电动机控制装置。
本发明第1发明涉及的永久磁铁型同步电动机控制装置，已做到在电动机电流分离成转矩电流与无功电流进行控制时，控制无功电流指令值。
又，第2发明涉及的永久磁铁型同步电动机控制装置，已做到在第1发明中，设定无功电流指令值，使电流流向增强电动机磁场的方向。
第3发明涉及的永久磁铁型同步电动机控制装置，已做到在第1或第2发明中，无功电流指令值设定为预定值。
第4发明涉及的永久磁铁型同步电动机控制装置，已做到在第1至第3发明中，在转矩电流反馈值为第1预定值以下时，无功电流指令值设定为第2预定值；转矩电流反馈值比第1预定值大时，无功电流指令值设定为零。
第5发明涉及的永久磁铁型同步电动机控制装置，已做到在第1至第3发明中，电动机电流值为第1预定值以下时，无功电流指令值设定为第2预定值；电动机电流值比第1预定值大时，无功电流指令值设定为零。
第6发明涉及的永久磁铁型同步电动机控制装置，已做到在第1至第3发明中，当转矩电流指令值为第3预定值以下时，无功电流指令值设定为第2预定值；转矩电流指令值比第3预定值大时，无功电流指令值设定为零。
第7发明涉及的永久磁铁型同步电动机控制装置，已做到在第4至第6发明中，无功电流指令值在其上升时渐渐增大，而在下降时渐渐减小。
第8发明涉及的永久磁铁型同步电动机控制装置，已做到在第1至第3发明中，当转矩电流反馈值为第1预定值以下时，无功电流指令值设定为第2预定值后，维持该第2预定值直到转矩电流反馈值超过比第1预定值大的第4预定值。
图1是本发明实施例1及以往的永久磁铁型同步电动机控制装置的总体构成图。
图2是图1的电流控制运算手段的硬件部分框图。
图3是本发明实施例1的电流控制运算手段的软件部分框图。
图4是本发明实施例1及以往的永久磁铁型同步电动机控制装置的动作说明图。
图5是本发明实施例2的电流控制运算手段的软件部分框图。
图6是本发明实施例2的无功电流指令控制动作流程图。
图7是本发明实施例3的电流控制运算手段的软件部分框图。
图8是本发明实施例3的无功电流指令控制动作流程图。
图9是本发明实施例4的无功电流指令控制动作流程图。
图10是本发明实施例4的转矩电流反馈值及无功电流指令值曲线图。
图11是本发明实施例5的无功电流指令控制动作流程图。
图12是本发明实施例5的转矩电流反馈值及无功电流指令值曲线图。
图13是以往永久磁铁型同步电动机控制装置的电流控制运算手段的软件部分框图。实施例1
图1～图4表示本发明第1、第2及第3发明一个实施例，图1是总体构成图，图2是电流控制运算手段的硬件部分框图，图3是该手段软件部分框图，图4是动作说明图，图中同一符号表示同一部分(以下的其它实施例亦如此)。
图1中，1是三相交流电源，2是由晶体管与二极管构成的、把三相交流电源1的交流变换成直流的变换器，3是连接变换器2输出侧的平滑电容器，4是连接平滑电容器3、把直流变换成三相交流的逆变器，就一相而言，该逆变器由串联连接的上开关元件4A、下开关元件4B及与它们并联的续流二极管4a、4b构成。
5是由限流电阻5A、5B及光耦合器5C构成的、检测相电压Vu的相电压检测电路，6是检测逆变器4输出电流6a的电流检测器，7是连接在逆变器4输出侧的永久磁铁型同步电动机，8是输出电动机7的角度数据(即速度)8a的编码器，9是输入电流6a及角度数据8a加以运算并输出电压指令值9a的电流控制运算手段。
10是输入相电压检测电路5检测的相电压Vu、根据该输入信号修正使上下开关元件4A、4B同时阻断的防短路时间Td并加以输出的防短路时间修正手段，11是根据防短路时间修正手段10的输出设定最佳防短路时间Td的防短路时间生成手段，12是连接电流控制运算手段9及防短路时间生成手段11、向上下开关元件4A、4B输出PWM(脉宽调制)控制信号12a、12b的输出电路。
图2中，15是CPU,16是存储电流控制运算程序的ROM,17是RAM,1 8是输入逆变器4输出电流6a的模拟开关，19是连接模拟开关18的A/D变换器，20是输入角度数据8a的编码器门阵列，这些元件15～17、19、20及输出电路12相互连接。
图3中，21是由角度数据8a运算正弦及余弦函数的正弦、余弦函数运算手段，22是输入逆变器4的输出电流6a及正弦、余弦函数运算手段21的输出信号、把三相交流变换成二轴直流并输出无功电流反馈值22a及转矩电流反馈值22b的座标变换手段，23是把预定值Kid作为无功电流指令值id*提供的无功电流指令控制手段，24是根据速度指令值和实际速度运算转矩电流指令值iq*的转矩电流指令运算手段。
25、26是加法手段，27是输入无功电流反馈值22a及转矩电流反馈值22b、补偿由其相互作用而产生的误差的干涉电压补偿手段，28是连接加法手段25的无功电流控制运算手段，29是连接加法手段26的转矩电流控制运算手段，30、31是加法手段，32是连接加法手段30、31及正弦、余弦运算手段21、把二轴直流变换成三相交流并输出电压指令值9a的座标变换手段。
下面，说明本实施例的动作。且，由于逆变器4三相构成均相同，因而仅对1相(U相)作说明。
三相交流电源1的交流电力由变换器2变换成直流，经平滑电容器3平滑后输入逆变器4。逆变器4根据由输出电路12输入的PWM控制信号12a、12b，使上下开关元件4A、4B导通或阻断，把直流变换成三相交流提供给永久磁铁型同步电动机7对其进行驱动。
电流检测器6检测的输出电流6a和编码器8检测的角度数据8a向电流控制运算手段9反馈并输入该运算手段。输出电流6a输入座标变换手段22，角度数据8a经正弦、余弦函数运算手段21运算正弦函数及余弦函数，输入至座标变换手段22，然后输出无功电流反馈值22a及转矩电流反馈值22b。
由无功电流指令控制手段23提供的无功电流指令值id*(=预定值Kid)与无功电流反馈值22a，在加法手段25中比较，其偏差输入无功电流控制运算手段28，然后进行控制使上述偏差为零。又，转矩电流指令运算手段24运算的转矩电流指令值iq*和转矩电流反馈值22b，在加法手段26中比较，其偏差输入转矩电流控制运算手段29，然后进行控制使上述偏差为零。
无功电流控制运算手段28的输出、转矩电流控制运算手段29的输出与干涉电压补偿手段27的输出，分别在加法手段30、31中比较，然后输入座标变换手段32，变换成三相交流，作为电压指令值9a。
另一方面，相电压检测电路5经光耦合器5C检测U相相电压Vu。根据该输入信号，防短路时间修正手段10修正使上下开关元件4A、4B同时关断的防短路时间Td(图4)。由防短路时间生成手段11设定最佳防短路时间信号11a。
输出电路12，输入电流控制运算手段9运算的电压指令值9a及防短路时间生成手段11设定的防短路时间信号11a，输出PWM控制信号12a、12b，使上下开关元件4A、4B导通或阻断。
下面，根据图4，说明本实施例及其中包含的以往装置的动作。
图4(a)是理想逆变器的输出相电压，图4(b)是在上开关元件4A导通、下开关元件4B阻断，且输出电流Iu如图所示方向流动的状态下，上开关元件4A阻断，向防短路时间Td过渡时的上开关元件的工作信号。图4(c)是在下开关元件4B导通，且电流Iu如图示方向流动的状态下，自上开关元件4A阻断，且下续流二极管4b流过电动机7产生的感应电流的状态，下开关元件4B阻断向防短路时间Td过渡时的下开关元件的工作信号。图4(d)表示这时的相电压Vu。
防短路时间Td是上、下开关元件4A、4B同时阻断的期间，因而以往装置中，流过电动机7的电流接近零，不能稳固建立相电压Vu的电位，形成图4(e)所示那样的不稳定值。因此，上、下开关元件4A、4B通、断的检测值为数十伏时，在产生不稳定电压的防短路时间Td内，两元件4A、4B的通断几乎均判断为导通，相电压检测电路5的输出如图4(f)所示。
在本实施例中，赋予无功电流指令值id*预定值Kid，即使转矩电流指令值iq*为零，无功电流也继续流动，该部分输出电流Iu不会接近零。因而，相电压Vu的电位也稳固建立，成为图4(d)所示的波形，相电压检测电路5的输出成为图4(a)所示的波形，可得到稳定的防短路时间Td。
这时，电动机7磁场方面的磁通是永久磁铁与励磁电流分量(即，无功电流分量)产生的磁通的合成。这种情况中，相对于前者，后者很小，因而，电动机磁场为无功电流产生的磁通叠加在永久磁铁的磁通上得以增强的磁场。于是，在对电动机7进行旋转速度控制时，磁场增强作用使转矩电流增加，但其影响小。
也就是说，对电动机7进行旋转速度控制等场合，通过使注入的无功电流分量的电流方向在增强磁场侧，转矩电流分量也自动增加，由此，可使应注入的无功电流分量的绝对值设定得小。即，电动机的基本关系式为：
N=E/KФ=IR/KФ其中，N是旋转速度，E是电压，K是常数，Ф是磁通，I是电流，R是绕组电阻。在上式中，旋转速度N一定时，若磁通Ф增加则电流I增加。实施例2
图5和图6是本发明第4和第6发明的实施例，图5是电流控制运算手段的软件部分框图，图6是无功电流指令控制动作流程图。又，图2和图4共用于实施例2。
图5中，23A是输入转矩电流反馈值22b、控制无功电流指令值id*的无功电流指令控制手段，除此以外，图5与图3相同。
然后，参照图6说明本实施例的动作。
步骤S1，判断转矩电流反馈值22b是否比第1预定值Kiq大。若大，则在步骤S2，设定无功电流指令值id*为零。若在第1预定值Kiq以下，则在步骤S3，设定无功电流指令值id*为第2预定值Kid。
这样，转矩电流反馈值22b接近于零时，即仅在第1预定值Kiq以下时，注入无功电流，使输出电流Iu不会成为接近零的值。
因而，只流过必要的无功电流，可防止电动机7温度升高，提高电动机7的运转效率。
又，在实施例2中，虽然是在输出电流6a分离成转矩电流分量和无功电流分量后，用转矩电流反馈值22b判断无功电流注入，但即使用分离前的输出电流6a本身检测电流接近于零，判断无功电流分量的注入，也能取得同样效果(图示省略)。实施例3
图7和图8是本发明第6发明的一个实施例，图7是电流控制运算手段的软件部分框图，图8是无动电流指令控制动作流程图。又，图1、图2及图4共用于实施例3。
图7中，23B是输入转矩电流指令值iq*，以控制无功电流指令值id*的无功电流指令控制手段，除此以外，图7与图3相同。
下面，参照图8说明本实施例。
在步骤S5，判断转矩电流指令值iq*是否比第3预定值Kiq大。若判断为大，则在步骤ST2，设定无功电流指令值为零；若判断为在第3预定值Kiq以下，则在步骤ST3，设定无功电流指令值id*为第2预定值。
在实施例2中，监测实际的电动机电流，在其接近零时流过无功电流，在这时，监测转矩电流指令值iq*，在其接近零时，流过无功电流，换言之，本发明是预测要成为零就注入无功电流。
这种场合，不用电流值，而用指令值判断注入。例如如在实施例2中所说明的那样，由电动机电流值判断无功电流注入的情况下，在电动机电流值成为预定值以下时，注入无功电流，而合成电流一流动，就比预定值大，停止注入，重复上述动作。即，反复发生注入的有无，成为所谓振荡状态．用指令值判断注入，可防止这种振荡。
实施例4
图9及图10是本发明第7发明的实施例，图9是无功电流指令控制动作流程图，图10是转矩电流反馈值及无功电流指令值曲线图。又，图1、图2、图4及图5共用于实施例4。
下面，说明本实施例的动作。
在步骤S1，判断转矩电流反馈值22b是否比第1预定值Kiq大，若大，则在步骤S11，判断标志Fid是否为“1”。如后文在步骤S15所述，在图10时刻T1以前，标志Fid为“0”，因而流程进至步骤S2，将无功电流指令值id*设定为零，在步骤S14，将标志Fid设定为“0”。
若在时刻T1，转矩电流反馈值22b为第1预定值Kiq以下，则流程自步骤S1进至S15，标志Fid设定为“1”。在步骤S16，判断无功电流指令值id*是否在第2预定值以上。因尚未达到第2预定值Kid，在步骤S17，每隔一个运算周期，在无功电流指令值id*上加一个微小值Δid*，由此，无功电流指令值id*以预定的斜率(线性滞后)渐增。结果，一旦无功电流指令值id*达到第2预定值Kid，则维持该状态。
若在时刻T2，转矩电流反馈值22b变得比第1预定值Kiq大，则流程为步骤S1→S11→S12，判断无功电流指令值id*是否为零以下。由于目前维持在第2预定值Kid，步骤S13中每隔一个运算周期，从无功电流指令值id*减去一微小值Δid*，由此，无功电流指令值id*以预定斜率渐减。结果是，一旦无功电流指令值id*为零，则流程为S12→S2，将无功电流指令值id*设定零后，在步骤S14将设定标志Fid为“0”。
又，上文虽然如图5所示那样，对监测转矩电流反馈值22b，以控制无功电流指令值id*的情况作了说明，但也可用于，如图7所示，监测转矩电流指令值iq*，以控制无功电流指令值id*的情况。且，还可用于监测电动机电流6a，以控制无功电流指令值id*的情况。
这样，在实施例2及3中，当注入无功电流时，阶跃式地发出指令，则由于控制系统的响应性，电动机7的转矩受影响，结果，往往产生旋转方向分量的振动。即，作为无功电流，一下子加到预定值，使控制系统输入急剧变化，为了响应该变化，电动机7的旋转速度往往变动。在本实施例中，无功电流注入时采取斜升输入，因而抑制了振动的发生，可使旋转圆滑。
又，在无功电流注入时，除永久磁铁的磁通外，无功电流产生的磁通也使电动机磁场变化，由于在旋转速度控制系统中，旋转速度成为基准指令，转矩电流值也受到影响。因而，希望上述斜升输入是转矩电流变化(也即转矩电流控制系统)能充分跟踪的值。
实施例5
图11及图12表示本发明第8发明的实施例，图11是无功电流指令控制动作流程图，图12是转矩电流反馈值及无功电流指令值曲线图．又，图1、图2、图4及图5共用于实施例5。
下面，说明本实施例的动作。在步骤S1，判断转矩电流反馈值22b是否比第1预定值Kiq大，若大，则在步骤S11，判断标志Fid是否为“1”。在图12时刻T1以前，标志Fid为“0”，因而流程转移至步骤S22，设定标志Fid为“0”及无功电流指令值id*为零。
若在时刻T1，转矩电流反馈值22b为第1预定值Kiq以下，则流程自步骤S1进至步骤S15，设定标志Fid为“1”。在步骤S23，设定无功电流指令值id*为第2预定值Kid并保持该值(无功电流指令值id*上升，如已说明过的那样，是逐渐增加的，这里省略其说明)。一旦在时刻T2，转矩电流反馈值22b比第1预定值Kiq大，则流程为：步骤S1→S11→S21，判断转矩电流反馈值22b是否比第4预定值Kiq max大，若在第4预定值Kiq max以下，则在步骤S23，设定无功电流指令值id*为第2预定值Kid。
若转矩电流反馈值比第4预定值Kiq max大，则在步骤S22，设定标志Fid为“0”，设定无功电流指令值id*为零。即，在标志Fid为“1”的区间中，转矩电流反馈值22b比第1预定值Kiq大，则流程为S1→S11→S21，只要转矩电流反馈值22b不比第4预定值Kiq max大，无功电流指令值id*就不为零。
这样，用第4预定值Kiq max，判断自提供无功电流指令值至其返回零的过程，可稳固建立相电压电位，矫正电流波形的畸变，从而抑制电动机7的振动。
即，一旦注入无功电流，就影响转矩电流指令值iq*，根据情况，增加转矩电流指令值iq*或转矩电流本身，以第1预定值Kiq为中心断续注入无功电流，担心会引起所谓振荡状态。
把电流检测器6的输出电流6a分成转矩电流和无功电流，用前者判断无功电流的注入，虽然考虑用电动机电流本身加以判断，但这种情况下，因注入无功电流，往往会立即超过第1预定值Kiq，使无功电流断续注入，引起所谓振荡状态。在本实施例中，通过注入条件中保持滞后性，从而防止振荡。
在上述说明过的本发明的第1发明中，控制无功电流指令值；在第3发明中，设定无功电流指令值为预定值，由此，逆变器的输出电流不为零，因而能稳固建立相电压的电位，不产生电流波形畸变，可抑制电动机振动。
又，在本发明的第2发明中，无功电流指令值使电流流向增强电动机磁场的方向，可使应注入的无功电流分量的绝对值小。
在本发明第4发明，在转矩电流反馈值为第1预定值以下时，设定无功电流指令值为第2预定值，而在转矩电流反馈值比第1预定值大时，设定无功电流指令值为零，由此，能防止逆变器输出电流接近零，抑制电动机振动，同时，除非必要才流过无功电流，能防止电动机温度上升，提高电动机的运转效率。
在本发明第5发明，电动机电流值为第1预定值以下时，设定无功电流指令值为第2预定值，而在电动机电流值比第1预定值大时，设定无功电流指令值为零，由此，可抑制电动机振动，防止温度上升，且提高运转效率，同时，可删除从电动机电流分离转矩电流分量的手段。
在本发明的第6发明，当转矩电流指令值为第3预定值以下时，设定无功电流指令值为第2预定值，在转矩电流指令值比第3预定值大时，设定无功电流指令值为零，由此，能抑制电动机振动，防止温度上升，且能提高运转效率，同时通过用指令值判断无功电流注入，能防止控制系统振荡。
在本发明第7发明，使无功电流指令值上升时逐渐增加，下降时逐渐减小，由此，能抑制电动机振动，防止温度上升且能提高运转效率，同时，通过平缓注入无功电流指令值，可使电动机转动圆滑。
在本发明第8发明，转矩电流指令值为第1预定值以下时，设定无功电流指令值为第2预定值后，保持该第2预定值，直到转矩电流反馈值超过比第1预定值大的第4预定值，由此，可抑制电动机振动，防止温度上升且提高运转效率，同时，通过保持第2预定值，能防止发生振荡状态。