残留边带信号接收器的通带均衡器 本申请要求1998年5月18日提出的美国临时申请60/085,864的权益，在本申请中，美国临时申请60/085,864作为参考资料。
本发明涉及残留边带(VSB)信号接收器，更具体地说，本发明涉及供这种VSB信号接收器使用的通带均衡电路。
背景技术
在地面广播信道中，由于信道频率响应特性会偏离理想的信道特性，即偏离等幅及线性相位(固定延迟)的响应特性，因而，传输信号要遭受时间频散。因此，为了最佳地解调地面广播信号，接收机系统中需要一个均衡器，通过使用自适应滤波技术来对非理想的信道特性进行补偿。通过校正接收信号的幅度和相位，均衡器可将接收信号的符号间干扰(ISI)减小到最低限度，从而提高信号的检测精度。
在使用8-VSB格式数据的传统高清晰度电视(HDTV)接收机中，均衡过程是在基带完成的，即“实际”均衡是在载波恢复和定时恢复进行之后完成的。为了帮助均衡过程的进行，数据中含有一个数据型场同步信号(DFS)，DFS信号每24.2毫秒在数据中重现。这个DFS信号含有一个已知的被用作训练(training)模式的伪随机比特序列，以帮助均衡器在启动期间及在信道改变之后获得初调(initial set)的滤波抽头设置。在系统利用训练数据启动之后，位于数据“眼(eye)”图内的“眼”相当开放，而且符号抽样也非常精确。
一旦启动过程完成，均衡器即转换到判定指导模式，然后，该均衡器可以跟踪在信道响应特性方面的缓慢变化。实际上，信道响应特性的突然改变(通常由用户改变信道所致)能够明显改变所接收的VSB信号的特性，从而使正在判定指导模式下工作的均衡器失效。当信道响应特性突然改变时，因为均衡器并没有对当前的信道响应进行补偿，即均衡器地滤波抽头设置还是针对此前所选择的信道而确定的，因此，均衡器将使所接收的信号出现失真。这样，接收器开始做出错误的符号判定，要求均衡器转回到训练模式，以获得正确同步。但是，要在训练模式下获得正确同步，则均衡器必须等到获得后面几个DFS位组(bit set)，这是因为对于新选择的信道而言，均衡器需要多个DFS来实现正确的均衡。即使在仅需要一个DFS位组来实现同步的最佳情况下，也要等待至少24.2毫秒。
因此，对于通带均衡电路来说，存在着这样一种要求，这就是不依靠DFS来进行初始均衡，以致于均衡器重新建立均衡的速度能够明显地提高。
发明概述
本发明的通带均衡器能够克服现有技术的各种缺点，这种通带均衡器在不使用训练序列的情况下对残留边带(VSB)信号进行盲(blind)均衡。所述的通带均衡器含有一个前馈均衡器(FFE)和一个判定反馈均衡器(DFE)。判定反馈均衡器使用一个针对I信号的滤波器和一个针对Q信号的滤波器来分别处理同相位(I)和正交相位(Q)的信号，而并没有使用针对I信号和Q信号交叉分量的滤波器。这样，判定反馈均衡器(DFE)所含有的乘法器和加法器的数量，大约是现有技术的判定反馈均衡器(DFE)中的一半。
判定反馈均衡器或前馈均衡器中所使用的均衡滤波器，既可以是T-间隔滤波器，也可以是2T-间隔滤波器，这里，T代表的是一个符号的持续时间。所有的滤波器并不需要是同一类型的滤波器。例如，T-间隔滤波器可以用于前馈均衡器，2T-间隔滤波器可以用于判定反馈均衡器，反之亦然。2T-间隔滤波器使用比T-间隔滤波器中数量要少一半的乘法器，即可进行适当的滤波。出于大大提高适应性方面的考虑，可以将滤波器配置为：既可以选择以T-间隔模式工作，又可以选择以2T-间隔模式工作。这样，单个滤波器就能够可选择地作为一个实数(real)T-间隔滤波器、一个复数(complex)2T-间隔滤波器或一个长度仅为实数T-间隔滤波器一半的复数T-间隔滤波器。
为了确定实现均衡滤波的抽头加权，本发明使用了一种盲均衡算法，以便在不使用训练序列的情况下能够实现均衡。这种盲均衡算法采用著名的Sato算法，以使前馈均衡器及判定反馈均衡器中滤波器的系数(抽头加权)适于对接收信号进行恰当的滤波。
本发明的通带均衡器使用T-间隔滤波器、2T-间隔滤波器或两种滤波器的组合，这种通带均衡器可用于数字式电视信号接收机中，例如用于高清晰度电视(HDTV)接收机中。本发明的通带均衡器进行均衡工作所需要的乘法器和加法器的数量大大减少。这样，与使用传统基带均衡器的数字式电视接收机相比，大大降低了使用本发明的接收器的复杂性和成本。另外，本发明的通带均衡器采用盲均衡，并且不依靠训练序列来确定滤波器的抽头加权。
附图的简要说明
下面结合附图详细说明本发明，从下面的说明中可以很容易地理解发明，附图中：
图1是含有本发明的一种VSB接收器的高等级(high level)方框图；
图2表示本发明的一种通带均衡器；
图3是本发明的一种T/2T-间隔均衡滤波器的方框图；
图4是方框图，表示一种构成复数滤波器形式的T/2T-间隔均衡滤波器的滤波部分；
图5是方框图，表示一种构成实数滤波器形式的T/2T-间隔均衡滤波器的滤波部分；
图6表示VSB信号的频谱以及图3中2T-间隔均衡滤波器的通带；
图7表示本发明的第二实施例的通带均衡器。
为了便于阅读理解，尽可能地用参考标号来表示各部分，所有附图中，相同的部分用同样的参考标号来表示。
详细说明
图1是含有本发明的一种VSB接收器100的高等级(highlevel)方框图，这种类型的残留边带(VSB)信号接收机100用来接收高清晰度电视(HDTV)信号。VSB接收机100有一个输入端口102，这个输入端口102通常与天线和/或电缆系统相连，天线和/或电缆系统把一组VSB信号提供给接收机100。接收机100从可获得的VSB信号中选择一个VSB信号，解调所选择的VSB信号，以获得其中所包含的数据，处理这些数据，以恢复视频及音频信号，用来显示给观众。
接收机100含有调谐器104、模拟—数字转换器106、振荡器108、导频(pilot)恢复电路110、定时恢复电路112、奈奎斯特(Nyquist)滤波器114、通带均衡器116及解码器118。调谐器104通常是一种模拟电路，该模拟电路从提供给输入端口102的众多信道中选择一个信道(一个VSB信号)。所选择的VSB信号输入到模拟—数字转换器106，利用自由振荡器108以两倍或更高倍的符号率(例如4倍的符号率)对所选择的VSB信号进行抽样。数字抽样输入到导频恢复电路110，导频恢复电路110将接收机100的频率锁定到VSB信号内的导频音(pilot tone)。频率锁定过程产生一个在DC位置具有导频音的复数通带信号。然后，频率锁定信号输入到定时恢复电路112，定时恢复电路112利用接收信号内的已知同步比特进行符号同步。来自模拟—数字转换器106的数字信号被频率锁定且符号同步之后，输入到奈奎斯特滤波器114，奈奎斯特滤波器114产生一个具有希望的奈奎斯特波谱形状和最大信噪比的输出信号。通常，奈奎斯特滤波器114含有：一个重新定时电路，它以符号率(或以两倍符号率，然后十中抽一)对滤波器输入信号重新抽样；以及一对滤波器，用来从重新抽样的VSB信号中获取同相位(I)信号和正交相位(Q)信号。例如，奈奎斯特滤波器114可以含有一个设计成以通带频率工作的复数横向多抽头(例如，64抽头)有限冲击响应(FIR)滤波器。奈奎斯特滤波器114的输出是一个含有I信号和Q信号的复数信号，每个I信号和Q信号均有与符号率相同的数据率。通带均衡器116进行信号均衡、载波恢复及符号限幅(即均衡器部分含有一个载波恢复电路和符号限幅器)，以便均衡器116的输出是从VSB信号中恢复的数据。这个数据输入到解码器118，以产生由VSB信号传输的音频及视频信息。
图2是具体方框图，表示图1中所示的通带均衡器116的第一实施例。均衡器116含有的两个主要部件是：复数前馈均衡器(FFE)200和判定反馈均衡器(DFE)218。200和218通常都是“T-间隔”均衡器。间隔指的是在均衡滤波器中使用的滤波器的抽头之间的间隔，T指的是符号周期，这样，滤波器内每个滤波抽头的间隔，就是一个符号时间间隔(T)。判定反馈均衡器218、前馈均衡器200和混合器202在通带工作，而限幅器208和载波恢复电路206则在基带工作。
更具体地讲，通带均衡器116中含有前馈均衡器(FFE)200、混合器202、第一旋转器204、载波恢复电路206、量化器208、减法器226、第二旋转器210、复数共轭电路214、第三旋转器212、复数信号到I和Q的转换器216、判定反馈电路(DFE)218以及I和Q到复数的转换器224。奈奎斯特滤波器的输入信号(复数信号)输入到前馈均衡器200。前馈均衡器200的输出输入到混合器202，与判定反馈均衡器218的输出相加。混合器202的输出输入到第一旋转器204，第一旋转器204将通带信号转变为基带信号，然后，基带信号输入到量化器208(也称为限幅器)和载波恢复电路206的输入端，也就是说，第一旋转器204将数据调整到I信道。载波恢复电路206根据量化器208所做出的判定，跟踪载波信号的相位。量化器误差由减法器226产生，减法器226从量化的符号中减去输入到量化器208的信号符号，产生一个误差信号，该误差信号经第二旋转器210进行再旋转，即，再旋转误差与输入信号具有相同的相位。再旋转误差信号(通带误差信号)用来控制前馈均衡器(FFE)和判定反馈电路(DFE)的滤波加权，以实现均衡功能。
均衡器以3种模式工作：(1)盲均衡模式；(2)判定指导模式；以及(3)判定反馈模式。在盲均衡模式下，限幅器208仅用来计算由减法器226产生的误差信号。载波恢复电路206设有旁路，以便混合器202的输出端直接与复数信号到I和Q的转换器216的输入端相连接。均衡器利用Sato算法进行更新，以便对前馈均衡器200和判定反馈均衡器218的状态进行初始化。
更具体地讲，为了在盲均衡模式下产生误差信号，多级VSB信号被分解为其级性信号和比例信号，以获得参考信号。误差信号的确定公式为：
ek＝ak-t*sgn(ak)
ek是第k个符号误差，ak是第k个接收到的VSB信号，t是由随机输入信号的第二矩量(moment)除以随机输入信号的第一矩量(moment)所得到的比例系数。然后，误差信号用于最小均方算法(Sato)，以更新滤波器的抽头加权系数。
在判定指导模式下，位于数据“眼”图内的“眼”部分打开，而且限幅器改变到8电平限幅器。载波恢复电路206依然设有旁路。均衡器现在利用由公式e[k]＝a[k]-Q(a[k])确定的误差信号进行更新，其中，Q(*)代表限幅器输出，其数值为8个电平中的一个，这由最近的输入电平所选定。
在判定反馈模式下，“眼”是打开的，但有噪声。载波恢复电路206和8电平限幅器启动，以便复数信号到I和Q的转换器216的输入是限幅器208的判定输出。判定反馈的作用将进一步优化均衡器的系数，以减小符号间干扰(ISI)和构象(constellation)中的噪声。
一旦盲均衡完成，并且判定反馈均衡模式启动，则利用载波恢复电路206产生的恢复载波对误差信号进行再旋转。恢复载波被供给旋转器204、210和212。但是，在恢复载波供给旋转器212和210之前，载波信号首先被输入到复数共轭电路214，以产生共轭的载波信号。在均衡器116的输出端产生量化的数据信号。
为了保证均衡，利用恢复载波在旋转器212上对量化的输出进行旋转。所旋转的信号在DC的中央具有导频音，以便旋转信号含有大部分正的信号分量和小部分残留的负分量。然后，旋转器212产生的旋转信号供给复数信号到I和Q的转换器216，复数信号到I和Q的转换器216将复数信号转换为一对信号，这对信号代表VSB信号的同相位(I)分量和正交相位(Q)分量。I和Q分量信号中的每一个信号分别输入给有限冲击响应(FIR)实数滤波器220和222。需要注意的是，判定反馈均衡器仅使用了两个实数滤波器。这种设置与现有技术不同，在现有技术中，通常将四个滤波器用于通带判定反馈均衡电路。这样，本发明大大减少了通带判定反馈均衡电路中所使用的部件的数量。FIR滤波器通常有一系列抽头和加权值，加权值是利用乘法器210的通带控制信号来自适应确定。滤波单元的间隔是一个符号持续时间，即间隔为T-间隔。滤波器220和222中的每一个滤波器的输出被供给I和Q到复数的转换器224，经I和Q到复数的转换器224再次产生代表各均衡信号的复数信号。这个复数信号输入到混合器202。
虽然前面的描述将均衡滤波器220和222说作是传统的T-间隔FIR滤波器，但是，最佳实施例则使用2T-间隔滤波器，至少在DFE 218中是如此，而且如果希望的话，在FFE 200中也能够使用2T-间隔滤波器。图3表示本发明的一种T/2T-间隔可选滤波器(例如滤波器220)的实施例。这种T/2T-间隔均衡滤波器220包括一组串联的滤波单元3001、3002、…300n(总称为元件300)，每个滤波单元都有一个加权输出端与混合器302相连接。加权值Wn或是复数或是实数，这取决于所采用的滤波器结构。加权值由抽头加权控制器308响应实数/复数选择信号及旋转器210的反馈信号来产生。混合器302的输出构成滤波器的输出。选择信号传输到每个滤波单元，以使滤波器可以从下述三种工作模式中选择一种工作模式：(1)2T-间隔复数滤波器；(2)T-间隔实数滤波器；以及(3)T-间隔复数滤波器，但其长度为2T-间隔复数滤波器的一半。当然，当滤波器在复数模式下工作时，复数加权值由抽头加权控制器308产生；当滤波器在实数模式下工作时，产生的是实数加权值。
图4是一个滤波单元(例如滤波单元3001)的方框图，该滤波单元用于复数滤波器。为了构成一个多抽头的复数滤波器，滤波元件300中的每个滤波单元都采用相同的构形。为了便于对滤波抽头进行复数加权，使用四个乘法器404、406、408和410(这些乘法器合并构成一个复数乘法器)来将复数输入信号与I和Q(复数)加权值(wl和wq)相乘，产生加权数据信号，这些加权数据信号在加法器412和414中进行相加(注意加法器414有一个反向输入端(构成一个减法器)，以便当两个虚数分量在乘法器410中彼此相乘时补偿负值)。另外，滤波元件300还含有：一对符号周期(T)时间延迟单元400A和402A，位于I数据通道之中；以及一对相同的延迟单元400B和402B，位于Q数据通道中。延迟单元400A和402A(400B和402B)串联连接，其中一个单元设有一个通过开关416A(416B)的旁路。这样，延迟单元400A(400B)中的一个就能够被旁路，从而将滤波器从2T-间隔模式转变到T-间隔模式。这样的旁路将滤波器缩短了一半。滤波器输出信号yl和yq传输到图3所示的混合器302，而延迟数据信号dl’和dq’传输到下一个滤波元件300。
图5为滤波元件300的方框图，其构成为T-间隔实数滤波器，四个乘法器404、406、408和410成对设置。第一对乘法器404和408连接到第一延迟单元400A和400B的输出端，而第二对乘法器406和410则连接到第二延迟单元402A和402B。每个乘法器将延迟数据值与实数加权值(w)相乘，以便滤波元件300构成一对T-间隔实数滤波元件。乘法器404和406的输出在加法器414中进行相加。相似的是，乘法器408和410的输出在加法器412中进行相加。输出信号yl和yq传输到混合器302，而延迟数据信号dl’和dq’传输到下一个滤波元件300。
图6表示一种512抽头2T-间隔实数滤波器的通带频谱以及通带VSB信号的频谱成分，其抽样是以符号率1/T进行的，并且在DC位置有导频音。这种2T-间隔实数滤波器具有频率周期响应特性，周期为1/2T，而且关于DC对称。因为这种滤波器的响应是1/2T周期性的，因此，均衡器能够对限带(bandlimited)到1/2T的任何信号进行良好的补偿。由于滤波器的滚降(rolloff)，因而，通带VSB信号的带宽稍稍大于1/2T。因为VSB信号的能量几乎限定(constrained)到1/2T带宽上，因此，相对于T-间隔均衡器，2T-间隔均衡器实际上能够提供非常好的补偿。
2T-间隔均衡器的其它实施例，涉及使用2T-间隔复数均衡器和/或相对于DC有着不同中心的VSB通带频谱。
滤波器的长度可以选择，提高了均衡器工作和使用的适用性。例如，在许多情况下，T-间隔滤波器的滤波性能优于2T-间隔滤波器。但是，寄生和回波的消除需要较长的时间跨度(即较长的滤波器)来对信号进行精确的滤波。这样，就这些情况而言，2T-间隔滤波器的性能要优于T-间隔滤波器。为了使均衡器能够处理各种信号状态，应当优先选择T/2T-间隔可变换型滤波器。在另一个实施例中，通过在滤波单元内设置乘法器的连接来构成T间隔或2T间隔滤波器。
图7是详细的方框图，表示本发明的第二实施例的通带均衡器700。在这个实施例中，DFE 702被进一步改进，以便仅对I通道数据进行均衡，从而降低了DFE 702中滤波器704和706的复杂性。第二实施例中的许多元件与前面第一实施例中的元件基本上是类似的，从而，同样的元件使用了图2中所用的相同的参考标号，而且在这里，也就不再对这些同样的元件进行说明。
第二实施例中的DFE 702含有一对自适应滤波器704和706，它们与复数信号到I和Q的转换器216的I和Q端口相连接。复数信号到I和Q的转换器216所产生的Q信息并不被自适应滤波来产生滤波Q信号。为了补偿通过滤波器704和706的延迟，延迟单元710的延迟长度与通过滤波器704和706的延迟长度相同，而且在Q数据通道中使用了混合器708。延迟的Q分量和自适应滤波的I分量分别传输给I和Q到复数的转换器224的I和Q输入端子，以产生用来传输给混合器202的自适应滤波复数信号。同前面所述的一样，滤波器704和706既能够是T-间隔滤波器也能够是2T-间隔滤波器。
在本实施例中，同前面所描述过的本实施例一样，并没有使用在正交通带均衡器中常见的两个交叉连接的对于Q信道的滤波器，因此，本发明简化了均衡器的结构，使其在硬件方面更易于实现，即仅用两个滤波器取代了四个滤波器。另外，交叉连接的I信道滤波器也可以用作前面所述的T间隔滤波器或2T间隔滤波器。
虽然这里详细展示和描述了实现本发明的各种实施例，但是，本领域的普通技术人员根据这些教导，能够容易地设计出其它各种不同的实施例。