整流器及其控制方法.pdf

本发明涉及一种无变压器UPS以及对其PWM整流器的控制方法，为了在不损失输入谐波电流性能指标前提下提高UPS带半波负载的能力和抗UPS输出瞬间短路的能力，减少均压电路的容量与成本，本发明中的零序电流给定(i0*)不再为常值0，而是在现有技术的基础上，将正负母线电压差(EU)及正负母线电压差给定(EU*)输入到正负母线电压差调节器进行调节处理，生成电流环给定(Iout)；并采用一个双输入单输出电流给定切换开关来实现电流给定切换，它的一个输入为上述电流环给定(Iout)，另一个输入为0；当正负母线电压差的绝对值|EU|大于预定值(Uset)时，以电流环给定(Iout)作为零序电流给定(i0*)输出，使整流器运行于正负母线均压模式；否则，以0作为零序电流给定(i0*)输出，使整流器运行于低电流谐波模式。

1、  一种整流器，其脉宽调制控制单元包括：
根据与所述整流器连接的电网三相相电压(Usa、Usb、Usc)，得出跟踪角度(angle)的锁相环计算器；
对流过整流器中三个升压电感(L1、L2、L3)的三相相电流(ia、ib、ic)进行静止坐标系到旋转坐标系变换，以生成有功电流(id)、无功电流(iq)和零序电流(i0)的第一坐标变换器(211)；
用母线电压给定(Ud^*)减去正负母线电压绝对值之和(|U+|+|U-|)，得出电压差ΔU的第一减法器(201)；对所述电压差ΔU进行调节以生成有功电流给定(id^*)的母线电压调节器(202)；
用所述有功电流给定(id^*)减去有功电流(id)以生成有功电流差(Δid)的第二减法器(203)，用无功电流给定(iq^*)减去所述无功电流(iq)以生成无功电流差(Δiq)的第三减法器(204)，以及用零序电流给定(i0^*)减去所述零序电流(i0)以生成零序电流差(Δi0)的第四减法器(205)；
分别对所述第二、第三、第四减法器输出的有功电流差(Δid)、无功电流差(Δiq)和零序电流差(Δi0)进行调节，以生成第一、第二、第三电压微调量(V41、V42、V43)的第一、第二、第三电流调节器(206、207、208)；
根据所述第一、第二、第三电压微调量(V41、V42、V43)，以及所述跟踪角度(angle)，生成由旋转坐标系变换到静止坐标系的三相脉宽调制开关波形，用于驱动所述整流器中六个开关器件Q1至Q6的坐标变换及PWM发生器(210)；
其特征在于，在所述整流器的脉宽调制控制单元中还包括：
根据正负母线电压差给定(EU^*)和整流器的实际正负母线电压差(EU)，生成电流环给定(Iout)的正负母线电压差调节器(413)；
当所述正负母线电压差的绝对值(|EU|)大于预定值(Uset)时，以所述电流环给定(Iout)作为零序电流给定(i0^*)，否则以0作为零序电流给定(i0^*)输出到所述第四减法器(205)的电流给定切换开关(414)。

2、  根据权利要求1所述的整流器，其特征在于，其脉宽调制控制单元中还包括：
根据与所述整流器连接的电网三相相电压(Usa、Usb、Usc)，得出电压模长(vd)的求模计算器；
将所述第一电压微调量(V41)与所述电压模长(vd)相加以生成第四微电压调量(V44)的加法器(209)；
所述坐标变换及PWM发生器(210)根据所述第二、第三、第四电压微调量(V42、V43、V44)，以及所述跟踪角度(angle)，生成由旋转坐标系变换到静止坐标系的三相脉宽调制开关波形。

3、  根据权利要求1或2所述的整流器，其特征在于，其脉宽调制控制单元中还包括：用整流器的正母线电压(U+)减去负母线电压(U-)，生成所述正负母线电压差(EU)并输出到所述正负母线电压差调节器(413)的第五减法器。

4、  一种整流器的控制方法，其特征在于，通过以下步骤来控制其脉宽调制整流器：
(1)根据与整流器连接的电网三相相电压(Usa、Usb、Usc)，求出相应跟踪角度(angle)；
(2)对流过整流器中三个升压电感(L1、L2、L3)的三相相电流(ia、ib、ic)进行静止坐标系到旋转坐标系的变换，得出该三相相电流在旋转坐标系下的有功电流(id)、无功电流(iq)和零序电流(i0)；
(3)用母线电压给定(Ud^*)减去正负母线电压绝对值之和(|U+|+|U-|)，生成电压差ΔU，再用电压调节器对所述电压差ΔU进行调节，生成有功电流给定(id^*)；
(4)用整流器的正母线电压(U+)减去负母线电压(U-)，得到正负母线电压差(EU)，再根据所述正负母线电压差(EU)和正负母线电压差给定(EU^*)，生成相应的电流环给定(Iout)，
(5)当所述正负母线电压差的绝对值(|EU|)大于预定值(Uset)时，以所述电流环给定(Iout)作为零序电流给定(i0^*)，否则以0作为零序电流给定(i0^*)；
(6)用所述有功电流给定(id^*)减去所述有功电流(id)以生成有功电流差(Δid)，用无功电流给定(iq^*)减去所述无功电流(iq)以生成无功电流差(Δiq)，并用所述零序电流给定(i0^*)减去所述零序电流(i0)以生成零序电流差(Δi0)；
(7)分别通过电流调节器对所述有功电流差(Δid)、无功电流差(Δiq)和零序电流差(Δi0)进行调节，以生成相应的第一、第二、第三电压微调量(V41、V42、V43)；
(8)根据所述第一、第二、第三电压微调量(V41、V42、V43)，以及所述跟踪角度(angle)，生成由旋转坐标系变换到静止坐标系的三相脉宽调制开关波形，用于驱动所述整流器中的六个开关器件Q1至Q6。

5、  根据权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括根据与所述整流器连接的电网三相相电压(Usa、Usb、Usc)，求出相应的电压模长(vd)，再将所述第一电压微调量(V41)与所述电压模长(vd)相加，生成第四微电压调量(V44)的步骤；
此时，将根据所述第二、第三、第四电压微调量(V42、V43、V44)，以及所述跟踪角度(angle)，生成由旋转坐标系变换到静止坐标系的三相脉宽调制开关波形，用于驱动所述整流器中的六个开关器件Q1至Q6。

6、  根据权利要求5所述的方法，其特征在于，在第(4)步中，对正负母线电压差给定(EU^*)和正负母线电压差(EU)进行比例或比例积分运算，生成所述电流环给定(Iout)。

7、  根据权利要求4-6中任一项所述的方法，其特征在于，所述无功电流给定(iq^*)为0；
或者为： iq * = 3 πf CU Sa ]]>
其中：f为输入市电频率，C为输入滤波电容C1、C2、C3的容值，U_sa为输入市电电压值。

8、  根据权利要求4-6中任一项所述的方法，其特征在于，所述正负母线电压差给定(EU^*)为0。

整流器及其控制方法
技术领域
本发明涉及UPS(不间断电源)，更具体地说，涉及无变压器UPS中的脉宽调制整流器及其控制方法。
背景技术
随着市场竞争的加剧，UPS产品的价格成本压力越来越大。无变压器UPS由于省去了笨重且昂贵的工频变压器，正逐渐取代传统的带工频变压器的UPS，成为各大UPS厂商的研发重点。
无变压器UPS由整流器、逆变器、电池变换器等构成，其中整流器是交流到直流的电能转换装置，是连接电网和逆变器的中间桥梁。一个常见的无变压器UPS中的三相四线PWM(脉宽调制)整流器的拓扑结构如图1所示。其中，Q1、Q2至Q6为整流器的开关器件，一般在每一个开关器件的内部或外部还并联有反向续流二极管(未在本图中画出)；C6、C7为母线电容，这两个电容上的直流电压分别为U+、U-；L1、L2、L3为升压电感，并与滤波电容C1、C2、C3构成滤波电路；Usa、Usb、Usc为电网的三相相电压。
工作时，通过控制开关器件Q1至Q6的导通或截止，可使输入电感电流ia、ib、ic与输入市电电压Usa、Usb、Usc的波形近似，且相位一致，从而可实现功率因数校正。
一个典型三相四线PWM整流器在旋转坐标系下的控制方案如图2所示，其中：
(1)三相电网相电压(Usa、Usb、Usc)经求模和锁相环计算器212，得出电压模长(vd)和跟踪角度(angle)；
(2)三相相电流(ia、ib、ic)经坐标变换器211进行静止坐标系到旋转坐标系变换，得出相电流在旋转坐标系下的有功电流(id)、无功电流(iq)和零序电流(i0)；
(3)母线电压给定(Ud^*)和电压反馈(Ud)(Ud＝|U+|+|U-|)经减法器201得到电压差，再经母线电压调节器202后形成有功电流给定(id^*)；
(4)有功电流给定(id^*)、无功电流给定(iq^*)和零序电流给定(i0^*)，其中iq^*与i0^*通常为0，与前述坐标变换器211输出的有功电流(id)、无功电流(iq)和零序电流(i0)分别经减法器203、204、205处理，分别得到有功电流差、无功电流差和零序电流差；
(5)上述有功电流差、无功电流差和零序电流差分别经电流调节器206、207、208处理，生成相应的电压微调量；
(6)电流调节器207、208的输出直接送入坐标变换及PWM发生器210，而电流调节器206的输出则通过加法器209与前述电压模长(vd)相加，再送入坐标变换及PWM发生器210；
(7)坐标变换和PWM发生器210根据相应的输入量，发出三相PWM开关波形，驱动整流器中的六个开关器件Q1、Q2至Q6。
对于UPS而言，输入谐波电流是一个极为重要的性能指标参数。在通常的设计中，三相四线PWM整流器控制中零序电流的给定(i0^*)为0，以保证流经整流器的零序电流最小，使输入谐波电流的指标最优。如图3所示，调节正负母线电压均衡的功能完全由独立的正负母线电压平衡器301(不属于整流器的一部分)来实现。为了节约体积与成本，正负母线电压平衡器301的容量一般设计得较小，通常只占系统总容量的10～15％。在UPS工作的多种动态过程中(例如整流性负载投入或卸掉的瞬间、UPS输出发生短路故障的瞬间)，当UPS负载中的半波成分的功率超过正负母线电压平衡器301的容量时，都可能造成系统工作不正常甚至失效，给用户造成断电的后果。
可见，上述使零序电流的给定(i0^*)为0的做法，并没有充分发挥整流器调节正负母线电压均衡的能力，从而最大限度的保证系统的稳定。但任由整流器调节正负母线电压均衡，又会损失输入谐波电流的性能指标，造成UPS产品的性能等级下降。应注意到，对于无变压器UPS而言，在正常稳态工作时并不需要有很大的带半波负载的能力，而真正需要这种能力的时候都是在各种暂态过程中(例如整流性负载投入或卸掉的瞬间、UPS输出发生短路故障的瞬间)。
发明内容
针对现有技术的上述缺陷，本发明要解决的技术问题是在不损失输入谐波电流性能指标前提下，提高UPS带半波负载的能力，减少均压电路的容量与成本，并提高系统的可靠性。
为解决上述技术问题，本发明提供一种整流器，其脉宽调制控制单元包括：
根据与所述整流器连接的电网三相相电压，得出跟踪角度的锁相环计算器；
对流过整流器中三个升压电感的三相相电流进行静止坐标系到旋转坐标系变换，以生成有功电流、无功电流和零序电流的第一坐标变换器；
用母线电压给定减去正负母线电压绝对值之和，得出电压差的第一减法器；对所述电压差进行调节以生成有功电流给定的母线电压调节器。
用所述有功电流给定减去有功电流以生成有功电流差的第二减法器，用无功电流给定减去所述无功电流以生成无功电流差的第三减法器，以及用零序电流给定减去所述零序电流以生成零序电流差的第四减法器；
分别对所述第二、第三、第四减法器输出地有功电流差、无功电流差和零序电流差进行调节，以生成第一、第二、第三电压微调量的第一、第二、第三电流调节器；
根据所述第一、第二、第三电压微调量，以及所述跟踪角度，生成由旋转坐标系变换到静止坐标系的三相脉宽调制开关波形，用于驱动所述整流器中六个开关器件的坐标变换及PWM发生器；
其特征在于，在所述整流器的脉宽调制控制单元中还包括：
根据正负母线电压差给定和整流器的实际正负母线电压差，生成电流环给定的正负母线电压差调节器；
当所述正负母线电压差的绝对值大于预定值时，以所述电流环给定作为零序电流给定，否则以0作为零序电流给定输出到所述第四减法器的电流给定切换开关。
本发明还提供一种整流器的控制方法，其特征在于，通过以下步骤来控制其脉宽调制整流器：
(1)根据与整流器连接的电网三相相电压，求出相应跟踪角度；
(2)对流过整流器中三个升压电感的三相相电流进行静止坐标系到旋转坐标系的变换，得出该三相相电流在旋转坐标系下的有功电流、无功电流和零序电流；
(3)用母线电压给定减去正负母线电压绝对值之和，生成电压差，再用电压调节器对所述电压差进行调节，生成有功电流给定；
(4)用整流器的正母线电压减去负母线电压，得到正负母线电压差，再根据所述正负母线电压差和正负母线电压差给定，生成相应的电流环给定；
(5)当所述正负母线电压差的绝对值大于预定值时，以所述电流环给定作为零序电流给定，否则以0作为零序电流给定；
(6)用所述有功电流给定减去所述有功电流以生成有功电流差，用无功电流给定减去所述无功电流以生成无功电流差，并用所述零序电流给定减去所述零序电流以生成零序电流差；
(7)分别通过电流调节器对所述有功电流差、无功电流差和零序电流差进行调节，以生成相应的第一、第二、第三电压微调量；
(8)根据所述第一、第二、第三电压微调量，以及所述跟踪角度，生成由旋转坐标系变换到静止坐标系的三相脉宽调制开关波形，用于驱动所述整流器中的六个开关器件。
在上述改进的基础上，还可以省去现有技术中与电压模长相关的步骤，其中的求模和锁相环计算器可以只是一个锁相环计算器，其输出为跟踪角度，同时可省去加法器，让第一电压微调量直接输入到坐标变换和PWM发生器。
可见，本发明中的零序电流给定(i0^*)有两种可能值，当以0作为零序电流给定(i0^*)输出时，PWM整流器运行于低电流谐波模式，可以减少电流谐波、提高性能指标；当以电流环给定(Iout)作为零序电流给定(i0^*)输出时，PWM整流器运行于正负母线均压模式，可以提高整个UPS带半波负载的能力，并减少均压电路的压力。具体实现是通过检测正负母线电压的情况在这两种模式之间进行逻辑切换。通过本发明的方案，无变压器UPS的整流器可以在不损失性能指标的前提下，提高UPS带半波负载的能力，并减少均压电路的容量与成本。
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是一个无变压器UPS中的三相四线PWM整流器的拓扑结构图；
图2是现有技术中与图1对应的整流器控制原理框图；
图3是现有技术中采用正负母线电压平衡器来调节正负母线电压的示意图；
图4是本发明中与图1对应的整流器控制原理框图。
如图4所示为本发明无变压器UPS中的整流器的控制框图。左侧虚线框内为本发明的改进部分，其中包括：正负母线电压差调节器413、电流给定切换开关414、电流给定切换逻辑415，该整流器的控制原理如下：
(1)由求模及锁相环计算器212根据与整流器连接的电网三相相电压(Usa、Usb、Usc)，求出相应的电压模长(vd)和跟踪角度(angle)。
下面是一个比较典型的做法，其中V₁、V₂、V₃是计算过程中的中间变量：
V 1 V 2 V 3 = 2 3 1 - 1 2 - 1 2 0 3 2 - 3 2 1 2 1 2 1 2 U sa U sb U sc ]]>
vd = V 1 2 + V 2 2 + V 3 2 ]]>

(2)由第一坐标变换器211根据所述跟踪角度(angle)，对流过整流器中三个升压电感(L1、L2、L3)的三相相电流(ia、ib、ic)进行静止坐标系到旋转坐标系的变换，得出该三相相电流在旋转坐标系下的有功电流(id)、无功电流(iq)和零序电流(i0)。
下面是一个比较典型的作法：
id iq i 0 = 2 3 cos ( angle ) sin ( angle ) 0 sin ( angle ) cos ( angle ) 0 0 0 1 1 - 1 2 - 1 2 0 3 2 - 3 2 1 2 1 2 1 2 ia ib ic ]]>
(3)由第一减法器201用母线电压给定(Ud^*)减去电压反馈(Ud)，生成电压差ΔU；再由电压调节器202对电压差ΔU进行调节，生成有功电流给定(id^*)。
(4)由第五减法器用整流器的正母线电压(U+)减去负母线电压(U-)，得到正负母线电压差(EU)，再根据所述正负母线电压差(EU)和正负母线电压差给定(EU^*)，生成相应的电流环给定(Iout)；其中的正负母线电压差调节器413是一个双输入单输出的控制调节器，其输入为正负母线电压差给定(EU^*，典型值为数值0)和正负母线电压差(EU＝(U+)-(U-))，它对正负母线电压差给定(EU^*)和正负母线电压差(EU)进行某些数学运算后，比如利用PI(比例积分)调节器进行常见的比例积分运算后，输出结果为电流环给定(Iout)。
(5)电流给定切换开关414在正负母线电压差调节器输出的电流环给定(Iout)与0之间选择其一输出，输出结果则作为零序电流给定(i0^*)。电流给定切换开关414具体选择Iout还是0之间的哪一个，则由电流给定切换逻辑415的输出结果来决定。当选择输出为Iout时，整流器工作于正负母线均压模式，可以提高UPS带半波负载的能力，并减少均压电路的压力；当选择输出为0时，整流器工作于低电流谐波模式，可以减少电流谐波、提高性能指标。
电流给定切换逻辑415根据正负母线电压(U+、U-)的信息来进行逻辑判断，以决定电流给定切换开关414的输出是Iout还是0。通常是判断正负母线之差的绝对值(|EU|)是否大于某个预先设定的常值(Uset)，如果是则电流给定切换逻辑415控制电流给定切换开关414的输出为Iout，否则输出为0，即：

具体实施时，Uset的值要根据系统的电气参数折中选取。总的来说，在UPS在所有常见负载下稳态运行时，要保证整流器工作于低电流谐波模式，即此时的|(U+)-(U-)|＜Uset；同时要保证UPS在所有的瞬态工作时母线电压都不要超过所用电解电容的额定耐压值。
举例来说，在某一无变压器UPS的产品设计中，正负母线电压和(|U+|+|U-|)的稳定值为810V。正负母线所用电解电容的额定耐压值均为450V。当正负母线电压差(|(U+)-(U-)|)大于90V时，正负母线所用电解电容中的一个电压必然超过450V的耐压值。另外，在UPS所有常见的负载中，稳定工作时引起正负母线电压差(|(U+)-(U-)|)波动最大为30V。所以从理论上讲，Uset可以选取为30V～90V中间的任一个值。但考虑到检测偏差、系统的响应速度等不确定因素，在此产品设计中Uset最终选取为50V。
(6)根据前述求得的有功电流给定(id^*)和零序电流给定(i0^*)，并取无功电流给定无功电流给定(iq^*)为0；然后由第二减法器203用有功电流给定(id^*)减去有功电流(id)以生成有功电流差(Δid)，由第三减法器204用无功电流给定(iq^*)减去无功电流(iq)以生成无功电流差(Δiq)，并由第四减法器205用零序电流给定(i0^*)减去零序电流(i0)以生成零序电流差(Δiq)；
(7)分别通过第一、第二、第三电流调节器206、207、208对上述有功电流差(Δid)、无功电流差(Δiq)和零序电流差(Δi0)进行调节，以生成相应的第一、第二、第三电压微调量(V41、V42、V43)；
(8)由加法器209将第一电压微调量(V41)与前面求得的电压模长(vd)相加，生成第四电压微调量(V44)；
(9)将通过上述步骤求得的第二、第三、第四微调量(V42、V43、V44)，以及跟踪角度(angle)，一起输入到坐标变换及PWM发生器210，生成由旋转坐标系变换到静止坐标系的三相脉宽调制开关波形，用于驱动整流器中的六个开关器件Q1至Q6，即可实现本发明的目的。
与现有技术对比可知，本发明的改进点主要在第(4)、(5)两步。
在图4的基础上，还可以省去与电压模长(vd)相关的步骤，也就是说，其中的求模和锁相环计算器212可以只是一个锁相环计算器，其输出仅为跟踪角度(angle)，同时可省去加法器209，让第一电压微调量(V41)直接输入到坐标变换和PWM发生器210，此时，将根据所述第一、第二、第三电压微调量(V41、V42、V43)，以及所述跟踪角度(angle)，生成由旋转坐标系变换到静止坐标系的三相脉宽调制开关波形，用于驱动所述整流器中的六个开关器件Q1至Q6。
在前述步骤中，正负母线电压差给定(EU^*)为0；母线电压给定(U^*)为常值；无功电流给定(iq^*)为0，或者如下式：
i q * = 3 πfC U Sa ]]>
其中：f为输入市电频率，C为输入滤波电容C1、C2、C3的容值，U_sa为输入市电电压值。
应用本方案后，无变压器UPS的输入谐波电流的指标(＜3％)没有变差，同时带单相稳态半波负载的能力由15％提高到55％。在未应用本方案时，UPS输出零火线短路时，直流母线瞬间过压到480V(已超过直流母线电解电容的450V耐压值)，相应的硬件保护电路立即动作并死锁，输出短路消除后UPS的逆变器部分已无法继续工作。而应用本方案后，UPS输出零火线短路时，直流母线瞬间过压为450V，短路消除后逆变器部分还可以继续工作。而如果完全依靠正负母线电压平衡器来达到如上功效的话，平衡器容量应增加到三倍，引起成本增加。上述的试验表明，本方案在不增加成本，不损失谐波电流的指标的前提下，最大限度的利用整流器自身的潜力，提高了系统的性能和可靠性。