用于无线通信系统的频域均衡器.pdf

本发明涉及无线通信，并且具体适用于用于校正在无线信号传送之后引入该无线信号的误差的设备和模块。提供了均衡器，其补偿由信号处理或传送介质引入的对所接收的无线电信号的不利影响。在操作中，均衡器将复接收信号与补偿这些影响的复校正信号相乘。抽头校正信号校正时变信道影响(即，信道失真)，定时跟踪信号校正载波频率偏移误差，并且相位跟踪信号校正采样频率偏移误差。

1、  一种用来补偿在所接收的复信号中产生的无线通信时间恒定和时变信道影响、剩余载波频率偏移和采样频率偏移的频域均衡系统，包括：
(a)均衡器抽头计算电路，其与均衡器抽头跟踪电路相配合，用于校正所述时间恒定和时变信道影响；
(b)相位跟踪电路，用于校正所述剩余载波频率偏移；以及
(d)定时跟踪电路，用于校正所述采样频率偏移，
其中，从快速傅立叶变换(FFT)电路输入所述所接收的复信号，并且将校正后的复信号输出到软判决映射器；
并且其中，在所述均衡器抽头计算电路中产生校正抽头信号，以便在校正所述复信号时使用；
并且其中，提取导频信号，以便在所述相位和定时跟踪电路中使用。

2、  如权利要求1所述的频域均衡系统，其中，所述复信号包括52个复副载波。

3、  如权利要求2所述的频域均衡系统，其中，通过向所述52个复副载波应用符号最小均方算法，来生成所述校正抽头信号。

4、  如权利要求3所述的频域均衡系统，其中，所述均衡器抽头跟踪电路还包括限幅器，并且其中，所述均衡器抽头跟踪电路利用限幅器误差的运行时间平均来更新所述校正抽头信号。

5、  如权利要求1所述的频域均衡系统，其中，对于与所述所接收的复信号相关联的每个副载波，计算相应的校正抽头信号。

6、  如权利要求1所述的频域均衡系统，其中，所述均衡器抽头计算电路还执行谱平滑。

7、  如权利要求1所述的频域均衡系统，其中，所述定时跟踪电路使用时间平均来跟踪所述导频信号的相位。

8、  如权利要求2所述的频域均衡系统，其中，将相应的相位和定时转子施加到所述导频和所述52个复副载波上，以便校正所述所接收的复信号。

9、  如权利要求1所述的频域均衡系统，其中，计算4个导频信号。

10、  如权利要求1所述的频域均衡系统，其中，所述相位跟踪电路被置于所述定时跟踪电路中。

11、  一种在无线数字接收机中校正所接收的复信号的方法，包括：
(a)从包含在所接收的数据分组前同步码中的长序列训练码元FFT 1和FFT 2估计信道响应；
(b)在所述FFT 1和FFT 2长序列训练码元的每一个中处理导频音，以便评估载波频率偏移和采样频率偏移；
(c)补偿在随后接收的数据分组中的所述载波频率或采样频率偏移中的任一个；
(d)在随后的数据分组的接收期间跟踪信道失真；以及
(e)修改所述信道响应，以补偿任何检测到的失真。

12、  如权利要求11所述的方法，其中，通过将所接收的所述长序列训练码元FFT 1和FFT 2的幅度和相位与参考相比较，来执行所述信道估计的步骤。

13、  如权利要求12所述的方法，其中，所述比较的步骤还包括：在所述长序列训练码元FFT 1和FFT 2上取平均，并将与所述所接收的复信号相关联的每个副载波解调。

14、  如权利要求11所述的方法，其中，所述估计的步骤还包括：产生校正抽头信号，并将所述校正抽头信号施加到所述所接收的长序列训练码元FFT 1和FFT 2上。

15、  如权利要求14所述的方法，其中，所述跟踪的步骤包括：通过跟踪剩余相位和定时误差以及信道变化，改进所述校正抽头信号。

16、  如权利要求14所述的方法，其中，所述估计的步骤还包括谱平滑。

17、  如权利要求11所述的方法，其中，所述补偿的步骤还包括：将相应的相位和定时转子施加到与所述所接收的复信号相关联的所述导频和副载波上，以校正所述相应的载波频率和采样频率偏移。

18、  如权利要求17所述的方法，其中，所述处理的步骤还包括：使用时间平均来跟踪跨越所述导频音的相位。

19、  如权利要求11所述的方法，其中，所述处理的步骤还包括：利用与所述数字接收机相关联的时钟，在模拟-数字转换器(ADC)处对所述所接收的复信号进行采样，并确定所述数字接收机时钟和与发射机相关联的时钟之间的时钟频率差。

用于无线通信系统的频域均衡器
技术领域
本发明涉及无线通信，并具体适用于但不限于用于校正在无线信号传送之后引入该无线信号的误差的设备和模块。
背景技术
通信技术的不断发展已经导致了无线或无线电技术的进步。目前，正在诸如无线计算机网络和无线电话的不同领域中使用无线技术。已经被优选用于这些应用的一种技术被称为正交频分多路复用(OFDM)。如本领域技术人员将认识到的那样，频分多路复用(FDM)涉及使用不同频率来传送不同的信号，但这通常还涉及在不同频率之间提供大的“保护频带(guard band)”。利用OFDM，由于使用特殊的一组信号来构建所传送的复合信号，因此减小了码间干扰(ISI)或者由于不同信号的载波频率的接近而造成的它们之间的干扰。作为此特征的结果，需要较小的保护频带，并且可以实现带宽/资源的更高效的使用。
尽管OFDM在增加现在通过无线链路传送的数据量方面已经成功，但与任何无线技术非常相似的是，它仍受到介质的限制。由于通过无线电波来传送信号，因此这些信号仍然可能不仅遭受到由传送动作自身引入的失真的危害，还遭受到由信号处理引入的可能的误差的危害。时变信道失真、剩余载波频率偏移、以及剩余采样频率偏移可以使每个OFDM信号失真并被破坏。
时域OFDM信号由与数据码元(数据帧)相对应的样本的帧组成，每个帧前面有已知长度的循环前缀(prefix)(保护帧)。在快速傅立叶变换(FFT)的输入处，根据时域信号中的数据和保护帧的定位来使该信号成帧(frame)。
参照图1，在典型的操作环境中，所传送的包括很多副载波信号的无线电波在各种表面上反射开。结果，在基站接收的信号可能来自具有不同强度(取决于衰减)的不同方向(取决于反射)，并且接收机仅看到所有这些反射的组合。这一现象被称为多路径。多路径的主要问题在于，它产生了延迟扩展(delayspread)。根据不同信号中的反射数目和传播速度，所有这些信号通常不是准确地同时到达接收机处。用来克服延迟扩展的主要技术是均衡化。均衡器试图逆转或校正传送失真和信号处理误差的影响。更具体地说，均衡器是试图估计由于通过不同路径进行的信号传播造成的失真的数字电路，其中所述失真影响每个分量的相对定时、相位和强度。均衡器估计该失真并消除该失真。数字均衡器经常被实现为时域数字有限响应滤波器(FIR)自适应抽头(tap)、或者具有用于所关心的每个频率点的自适应抽头的频域滤波器。
更具体地说，在涉及低功率无线设备的IEEE 802.11a标准下，显露出(bare)64个样本的数据码元前面有16个样本的循环前缀，从而产生总共80个样本。将64点FFT应用于64个样本的帧(FFT帧)。为了减小码间干扰，应用了相对于数据帧的开始的FFT成帧偏移(framing offset)。通过5个样本的FFT成帧偏移，长度64的FFT帧将随后在保护帧的第12样本处开始，并且在数据帧的第59样本处结束。
实际上，FFT偏移是FFT帧相对于数据帧的负延迟。因此，当在信道估计期间应用时，该偏移因此引入与该偏移相对应的相位旋转，即除了在没有该延迟的情况下已经存在于信道中的任何其它相位和增益失真之外的旋转。均衡器试图校正的是这些失真的总和。信道失真包括由于多路径造成的失真、以及由于发射机和接收机中的模拟和数字信号处理造成的失真。
由于延迟造成的相位旋转引起每个副载波的信道估计的实部和虚部分量上的线性失真，这使信道估计平滑变得困难(如果不是不可能的话)。
用于无线通信系统的均衡器在本领域中是公知的。例如，2001年12月4日发布并被转让给爱立信有限公司的、名称为“Systems and Methods of DigitalWireless Communication Using Equalization(使用均衡器的数字无线通信的系统和方法)”的US 6327302描述了一种利用时变自适应滤波器系数和收敛参数来实现无线通信信道的快速自适应均衡的方法和装置。尽管在此专利中描述的用于时域均衡器的技术充分地发挥作用，但它仅针对于克服信道失真，而不处理由剩余载波频率偏移和剩余采样频率偏移引入的可能的误差。
在2002年5月14日发布并被转让给德州仪器有限公司的、名称为“Adaptive Frequency Domain Equalizer Circuits，Systems and Methods forDiscrete Multitone Based Digital Subscriber Line(用于基于离散多频声的数字用户线路的自适应频域均衡器电路、系统和方法)”的US 6389062中描述了另一种现有技术的均衡器。此专利说明了使用用于在数字用户线路(DSL)调制解调器中使用的组合的频域均衡器的信道均衡系统。该系统对所接收的信号中的幅度和相位失真进行调整，但不处理由剩余载波频率偏移和剩余采样频率偏移引入的可能的误差。它也不适用于利用OFDM的无线网络。
基于上述内容，因此，存在对于克服信道失真并补偿由剩余载波频率偏移和剩余采样频率偏移引入的可能的误差的设备的需要。理论上，这样的设备可补偿全部三种有害影响，同时是独立和整体式的。
发明内容
本发明提供了一种频域均衡器，其补偿由信号处理或传送介质引入的对所接收的无线电信号的不利影响。在操作中，均衡器将变换到频域中之后的复接收信号与补偿这些影响的复校正信号相乘。时变抽头校正信号校正时变信道影响(即，信道失真)，定时跟踪信号校正采样频率偏移误差，而相位跟踪信号校正载波频率偏移误差。通过计算初始抽头值、并向所接收的信号施加符号(sign)最小均方(LMS)过程或算法，生成抽头校正信号，同时，从每个OFDM数据码元的导频音(pilot tone)导出相位跟踪信号和定时跟踪信号二者。单独的相位跟踪和定时跟踪电路产生相位跟踪和定时跟踪校正信号。
根据本发明的一个方面，提供一种用来补偿在所接收的复信号中产生的无线通信时变信道影响(effect)、剩余载波频率偏移和采样频率偏移的频域均衡系统，其包括：均衡器抽头计算电路，其与均衡器抽头跟踪电路相配合，用来校正时变信道影响；相位跟踪电路，用于校正剩余载波频率偏移；以及定时跟踪电路，用于校正采样频率偏移，其中，从快速傅立叶变换(FFT)电路输入所接收的复信号，并且将校正后的复信号输出到软判决映射器；并且其中，在均衡器抽头计算电路中产生校正抽头信号，以便在校正复信号时使用；并且其中，生成四个导频信号，以便在相位和定时跟踪电路中使用。
根据本发明的另一方面，提供一种在无线通信系统中校正所接收的复信号的方法，其包括：根据包含在所接收的数据分组前同步码(preamble)中的长序列训练码元FFT 1和FFT 2来估计信道响应；在与FFT 1和FFT 2长序列训练码元相关联的连续数据码元中处理导频音，以便评估载波频率偏移和采样频率偏移；补偿在所述接下来接收的数据分组中的载波频率或采样频率偏移中的任一个；在随后的数据分组接收期间跟踪信道失真；以及修改信道响应以补偿任何检测到的失真。
现在，本发明的优点变得显而易见。提供了具有集成的定时恢复和相位跟踪的均衡器，其在频域中操作。
附图说明
将通过参照附图考虑下面的详细描述，获得对本发明的更好理解，在附图中：
图1示出了无线系统中的多路径和延迟；
图2示出了根据本发明的数字接收机的框图；
图3示出了集成到图2的数字接收机的数字解调器的框图；
图4示出了集成到图3的数字解调器的数字解调器后端的框图；
图5示出了集成到本发明的均衡过程的定时概要；
图6示出了均衡器抽头计算(信道估计)电路；
图7示出了均衡器抽头跟踪电路；
图8(a)示出了相位跟踪电路；
图8(b)示出了集成到图8(a)的相位跟踪电路的相位预测器电路；以及
图9示出了定时跟踪电路。
具体实施方式
参照图2，示出了包含本发明的数字接收机2。优选的数字接收机2可以是例如由IceFyre半导体有限公司提供的ICE5350数字接收机，其执行在IEEE802.11a标准中定义的所有物理层功能，但本发明不意欲被限制为此接收机。数字接收机2位于RF接收机前端4和物理介质访问控制(PHY/MAC)6之间。RF接收机前端连接到天线A和B。如图所示，数字接收机2中的两个主要的块是数字解调器8和基带解码器10。数字解调器82通过消除载波偏移、定时偏移、补偿信道损伤、并对数字调制的信号进行去映射，来恢复基带信号。这个块位于模拟-数字接口(未示出)和基带接口(未示出)之间。基带解码器10对基带信号进行去交织，通过软判决维特比(Viterbi)算法来提供误差校正，并对要经过PHY/MAC6的校正后的比特流进行解扰。这个块位于基带接口(未示出)和PHY/MAC接口(未示出)之间。
图3示出了图1的数字解调器8。如图所示，模拟-数字接口位于块ADC/DAC 12处。在该图中还可以在软判决去映射器14处看到基带接口。在该图中还可以看到：通过快速傅立叶变换(FFT)电路16将数字解调器8清楚地划分为两部分。左侧是数字解调器前端(DFE)18，而右侧是数字解调器后端(DBE)20。在数字解调器后端20中提供本发明的发明。
参照图4，示出了DBE的概要。DBE执行从FFT电路16输出到软判决去映射器14输入的所有数字信号处理(DSP)功能。如将在下面更充分地描述的，具体地说，DBE用作具有集成的定时和相位跟踪电路(分别在24和26处示出)的均衡器(EQ)(在22处总地示出)。如可在图中看到的那样，相位跟踪电路26与定时跟踪电路24一起被放入。在频域中、即在FFT电路16之后完全地实现此功能性的全部。由于更容易从频域导出控制信号，其中可容易地获得导频信号以展现相位和定时误差，即它们是FFT电路16的产物，因此这是有利的。在FFT电路16之后应用校正还用来避免FFT电路16的延迟时间(latency)。如图所示，均衡器还包括均衡器抽头计算电路28和均衡器抽头跟踪电路30。
通常，均衡器对于时变信道影响、剩余载波频率偏移和剩余采样频率偏移而补偿每个OFDM码元的52个复副载波中的每一个。它通过从在数据分组的长序列训练前同步码中传送的两个码元中接收的复数据估计初始信道响应，来实现这些功能。随后，它处理每个连续数据码元中的四个导频音，以便评估载波频率偏移和采样频率偏移。任何检测出的偏移导致对于以上影响而补偿接下来接收的码元。在数据分组接收期间，均衡器跟踪改变的信道失真，并修改所计算的抽头(在下面讨论)，以便对于所接收的每个副载波使误差最小化。从FFT电路16接收52个复副载波，并且在均衡化之后，在时分多路复用的偶和奇、同相和正交副载波数据总线中将均衡后的副载波呈递给软判决去映射器18。
参照图5，提供了本发明的均衡器的定时概要。FFT加载(load)信号每80个时钟周期就进行重复。对于20Mhz的时钟来说，此时间表示所接收的OFDM数据的码元周期。被处理的第一码元是长序列训练码元的FFT 1，其后是长序列训练码元的FFT 2。在每个副载波的基础上对这两个码元的复副载波取平均，随后，将其呈递给均衡器内的均衡器抽头计算电路28，以进行初始信道估计和抽头初始化。每个副载波具有一个相关联的复抽头，所述复抽头一旦被初始化就被用来校正静态和时变信道影响。通过计算初始抽头值、并对所接收的副载波应用最小均方(LMS)过程或算法来生成抽头校正信号。使用所述抽头来校正以SIGNAL码元开始的FFT副载波数据。在定时跟踪电路24内，在每个分组的开头初始化定时跟踪计算。基于FFT成帧偏移而预设52个复定时跟踪偏移校正值，并且由此，该偏移对于均衡器抽头计算电路是透明的。在相位跟踪电路26内，通过初始化复寄存器值，在分组开头初始化相位跟踪计算。在SIGNAL码元期间，提取四个导频音副载波，并将其重新排序为副载波顺序。根据这四个导频音计算相位跟踪转子(rotor)，并将其应用于接下来的数据码元。定时跟踪计算还根据相同的四个导频音副载波来计算新的定时跟踪偏移校正值(以时间跟踪转子的形式)，并在副载波的基础上将这些值应用于接下来的数据码元。
对于均衡器抽头计算，每个数据和导频副载波中的如由均衡器抽头计算电路28看到的幅度和相位失真转换为均衡器抽头值。抽头值是信道估计的复数逆。该复数逆返回取反的幅度和共轭角。参照图6，给出了均衡器抽头计算电路28的更多细节。通过将所传送的长码元36的接收幅度和相位与作为接收机处的该长码元的本地副本(local replica)的参考幅度和相位进行比较(在34处)，来进行信道估计。比较是通过用本地长码元乘以(解调)(在38处)所接收的每个副载波中的值来进行的。在FFT 1和FFT 2上的平均(在40处)处于所述相乘(在38处)之前，以便增强零平均噪声条件下的估计。
通过谱平滑(在42处)获得该估计的进一步增强。由于副载波之间的噪声的相关度远低于副载波之间的信道相位和幅度的相关度，因此在副载波上的平均提供了附加的增强。通过跨越数据和导频副载波的三抽头或五抽头复移动平均并且专门考虑频带边界，来执行谱平滑。在一些苛刻的条件下，由此，较深的空值(deep null)引起严重的线性失真，平滑在某种程度上可能具有不利的影响。在这样的情形下，没有平滑或仅具有三个抽头的平滑是优选的。反之，在平坦的信道条件下，平滑提供了显著的改善，并且五个抽头是优选的。可以对平滑电路编程，以允许这样的选择。在FFT电路16的输入处进行的码元成帧之后的任何非零码元延迟(即，FFT成帧偏移)将作为所估计的谱的相位旋转出现。相位旋转将其自身表现为余弦和正弦形状的失真，并且，在其它情况下足够适用于平滑的谱变为不适合。由于非零码元延迟的有效共享(significant share)是已知和故意的，因此将适当的定时校正应用于信道估计器的输入。当在长码元期间预设并保持此校正时，由定时恢复电路执行此校正。
参照图7，更充分地示出了均衡器抽头跟踪电路30。均衡器抽头跟踪电路30的功能是：改进(refine)抽头值，跟踪剩余相位和定时误差，以及跟踪信道变化。利用限幅器(slicer)误差(在44处示出)的运行时间平均来执行抽头更新。抽头更新允许均衡器将抽头调节为扩展和减小星座(constellation)、以及旋转星座。它通过将在后面讨论的定时和相位跟踪电路来补偿相位滞后和幅度失真。它还改进(在46处)从信道估计、即由于噪声导致的通常不完美的估计获得的初始抽头值。可以根据需要开启和关闭抽头跟踪。由限幅器48提供驱动抽头值的信号。在每个码元上并且对于每个数据副载波，限幅器48返回其输入处的星座值和与可应用的星座大小相对应的最近的奇数整数星座点之间的复数差(误差)。在被用于更新(在52处)抽头值之前，此误差基于星座大小而被正规化(在50处)。时间平均对于减小抽头抖动是必要的，并且通过正规化的限幅器48的缩放(scaling)来实现这种平均。
图8(a)更详细地示出了相位跟踪电路26，而图8(b)示出了集成到相位跟踪电路26的相位预测器电路。相位跟踪电路26的目的是：在数字前端数字控制的振荡器(DFE-NCO)(在图4中示出为32)所进行的调节之后，校正剩余载波频率偏移。剩余偏移是在前同步码中的长码元和短码元期间的不精确的偏移估计的结果。DFE-NCO充分地校正FFT，然而尤其是对于中间到最大长度的分组以及具有较高密度星座的分组，需要FFT之后的附加校正。相位误差使星座旋转多达每个码元几度。尽管均衡器将能够跟踪此剩余旋转，但在有噪声的条件下，使用四个导频的相位跟踪更健壮。由此，均衡器自适应能够以太慢以至不能跟踪相位误差的时间常数操作。该电路使用时间平均(在56处)和跨越导频的平均以及相位预测(在58处)来跟踪在四个均衡后的导频54上的相位。重要的是，导频均衡器抽头不自适应(adapt)，因此所述旋转对于相位跟踪电路是完全可见的。对于校正，以前馈的方式将表示反向漂移的转子60应用于导频和数据副载波。
参照图9，示出了定时跟踪电路24。此电路的功能是跟踪由采样频率偏移造成的定时误差。利用从数字接收机2(图2)的设备时钟(未示出)导出的时钟，在ADC 12(图3)处对所接收的信号采样。在接收机中用于传送的时钟和用于采样的时钟之间的时钟频率差将其自身表现为所接收的基带谱的拉伸或收缩。这一拉伸或收缩引起副载波频率偏移，其随着副载波与直流的距离而增大。这样的定时偏移引起与载波频率偏移的相位旋转相似的相位旋转，但偏移的速度对于每个副载波而不同。此定时误差使星座旋转多达最外侧的载波中的每个码元0.5度。
尽管均衡器将能够跟踪此剩余旋转，但在有噪声的条件下，使用四个导频的定时跟踪更健壮。因此，均衡器自适应能够以太慢以至不能跟踪定时误差的时间常数操作。该电路使用跨越导频的时间平均(在64处)来跟踪跨越四个均衡后的导频的相位。重要的是，导频均衡器抽头不自适应，因此所述旋转对于相位跟踪电路26是完全可见的。对于校正，使用表示反向定时漂移的主转子相位(在66处)，作为用于计算每个副载波的各个转子相位的基础。以前馈的方式将各个转子应用于导频和数据用户。还使用定时跟踪电路来消除由于置入保护间隔中的故意的FFT成帧偏移造成的相位旋转。对于谱平滑电路，需要在均衡器抽头计算之前的相位校正。从寄存器读取主转子的初始相位，并且该电路在长码元期间不更新它。随后，定时跟踪电路将更新所述转子。
如本领域技术人员将认识到的那样，在频域内，可以通过X(K，n)来表示复FFT输出，其中，时间n＝1..N个包括训练码元的OFDM FFT帧(OFDM码元)，并且其中，K为副载波索引。更具体地，根据IEEE 802.11a，有效的(active)副载波索引是频率索引K＝-26..0..26(52个副载波)，其中，导频副载波索引是K_P＝-14，-7，7，14(即，4个导频)。数据副载波索引是K_D＝-26..-15，-13..-8，-6..-1，1..6，8..13，15..26(即，48个数据载波)。在每个副载波中，训练码元由具有固定且已知的二进制相移键控(BPSK)调制的两个FFT帧组成。数据码元的传送跟随在训练码元的传送之后。
现在，将通过参照图4和6至9来更详细地说明用于信道估计、自适应均衡、以及相位和定时跟踪的处理步骤，在所述图中，带圈的数字表示所示出的、在其中执行下面定义的步骤的电路的一部分：
(a)在训练码元的接收期间执行以下步骤：
101.将码元计数器重置为n＝1；
102.对于每个副载波，基于FFT成帧偏移来初始化复定时校正T(K，n)：设置T(K，1)＝exp(-j 2 pi K d/M)，其中d为FFT成帧偏移(样本，d＞0)，并且M为FFT帧(样本)的大小。典型地，M对应FFT的大小；
103.重置相位校正P(n)：设置P(1)＝0；
104.对于每个副载波，重置信道估计累加器A(K，n)：设置A(K，1)＝0；
105.对于每个副载波，将定时校正应用于FFT的输出X(K，n)：
X’(K，n)＝T(K，n)X(K，n)；
106.对于每个副载波，累加所接收的训练码元：A(K，n)＝A(K，n)+X’(K，n)；
107.维持(冻结)相位校正：P(n+1)＝P(n)；
108.维持(冻结)定时校正：T(K，n+1)＝T(K，n)；
109.增大码元计数器：设置n＝n+1；
110.在所有训练码元的持续时间内重复步骤105至109。在上面，假定所传送的训练码元在时间上是恒定的；
111.对于每个副载波，计算信道估计C(K)＝A(K，N)/L(K)/(n-1)，其中L(K)为所传送的训练码元；
112.可选地，对于每个副载波，对信道估计进行平滑，以获得谱平滑的信道估计C’(K)；
113.对于每个副载波，计算初始均衡器抽头W(K，n)＝1/C’(K)。
在IEEE 802.11a中，在所谓的长码元中，训练码元由两个FFT帧组成。因此，我们利用n＝3而进行。此外，训练码元L(k)是BPSK(+1和-1的值)，并且因此，可以用与L(K)相乘来替换步骤111中的除以L(K)，从而得到C(K)＝A(K，n)L(K)/2。
(b)在数据码元的接收期间执行与均衡器相关的以下处理：
114.对于每个副载波，将定时校正应用于FFT的输出X’(K，n)＝T(K，n)X(K，n)；
115.利用导频载波的已知调制M(K_P，n)来将它们解调，(再次假定该调制是BPSK，乘法满足)，并应用均衡器：X”(K_P，n)＝X’(K_P，n)M(K_P，n)W(K_P，n)；
116.对于每个导频载波，应用相位校正：Z(K_P，n)＝X”(K_P，n)P(n)；
117.对于每个数据载波，应用相位校正：Y(K_D，n)＝X’(K_D，n)P(n)；
118.对于每个数据载波，应用均衡器：Z(K_D，n)＝Y(K_D，n)W(K_D，n)；
119.对于每个数据载波，应用星座反向正规化(denormalisation)因子F：Z’(K_D，n)＝F Z(K_D，n)；
120.对于每个数据载波，基于均衡器输出Z(K_D，n)来执行硬判决。这通过基于即将到来的星座对均衡器输出进行限幅以获得判决结果D(K_D，n)来完成。例如，对于被正规化为等于1的平均功率电平的16-正交幅度调制(QAM-幅度调制和相移键控的组合)副载波，利用星座反向正规化因子将均衡器输出反向正规化，其中对于16-QAM，所述反向正规化因子等于并且，基于0和±2处的实和虚判决边界来执行限幅，同时，选择具有理想实部分量值±1和±3、以及具有理想虚部分量值±1和±3的最接近的理想16-QAM星座点。因此，D(K_D，n)的16个可能值是±1±1j、±1±3j、±3±3j、以及±3±1j；
121.对于每个数据载波，计算复限幅器误差E(K_D，N)，由此，E(K_D，n)＝Z(K_D，n)-D(K_D，n)；
122.对于每个数据载波，施加星座正规化因子1/F：E’(K_D，n)＝(1/F)E(K_D，n)；
123.对于每个数据载波，计算均衡器抽头更新w(K_D，n)：w(K_D，n)＝E’(K_D，n)conj(sign(Y(K_D，n)))，其中是更新参数，其值是速度和抽头抖动之间的折衷。合适的设置是conj(x)返回x的复共轭，并且sign(x)返回x的复数符号，即为±1±j；
124.更新数据载波的均衡器抽头：W(K_D，n+1)＝W(K_D，n)+w(K_D，n)
作为对用于利用F进行的反向正规化和利用1/F进行的正规化的两个乘法的替换，可以在均衡器抽头中合并因子F。这是在调制改变时进行的。例如，在BPSK码元之后和随后的16-QAM码元之前，将所有均衡器抽头乘以如可以在图4中看到的那样，存在均衡器抽头乘法器，但是不存在反向正规化乘法器。在此配置中，反向正规化因子被合并在均衡器抽头中。这与图7相反，在图7中，对于正规化和反向正规化执行两次独立的乘法。
(c)在数据码元的接收期间执行与相位校正相关的以下处理：
125.通过在解调和均衡后的复导频上求和来计算公共相位旋转：S(n)＝sum(X”(K_P，n))(即，对于所有K_P的总和)。对于802.1la，这产生S(n)＝S(7，n)+S(14，n)+S(-7，n)+S(-14，n)；
126.利用复低通滤波器对公共相位旋转进行滤波，其中例如通过两个泄漏积分器(Leaky Integrator)(LI)来实现所述复低通滤波器，一个用于S(n)的实部，并且一个用于其虚部。LI是具有系数□的一阶无限冲击响应(IIR)：S’(n)＝S(n)+(1-)S’(n-1)。利用S’(2)＝0来初始化LI；
127.应用预测器以减小低通滤波器延迟的影响：S”(n)＝2S’(n)-S’(n-1)；
128.在准备接下来的迭代中，将相位校正更新为预测器输出的复共轭：P(n+1)＝conj(S”(n))；
以上步骤有效地更新了相位校正转子的相位exp(-j)，由此，通过对导频的公共相位误差取平均而获得所述相位。
(d)在数据码元的接收期间执行与定时校正相关的以下处理：
129.对于定时跟踪电路的输入处的每个导频载波，确定其频率索引的符号，并随后对乘以导频的索引的符号的导频的虚部求和：V(n)＝sum(imag(Z(K_P，n))sign(K_P))(即，考虑到K_P的每个值的符号的所有K_P的总和)
对于802.11a，这产生V(n)＝imag(Z(7，n))+imag(Z(14，n))-imag(Z(-7，n))-imag(Z(-14，n))
考虑到反馈定时校正将在电路中的这一点处的定时误差引起的导频的相位保持较小，可以通过导频的虚部分量的和来逼近该相位。此外，考虑到：对于给定延迟，将正频率的相位误差的符号相对于负频率的相位误差的符号取反；
130.利用低通滤波器、例如作为具有系数的一阶IIR的泄漏积分器(LI)来对公共相位旋转进行滤波，并且，施加增益以获得相位增量V’(n)V’(n)＝V(n)+(1-)V’(n-1))。以上配置允许利用2的幂来逼近滤波器系数和增益中的每一个，从而消除了对支持二进制移位器的固定点乘法器的需要。所建议的值是
131.累加相位增量，以获得定时校正的相位：
V”(n)＝V”(n-1)+V’(n)
利用V”(3)＝0来初始化；
132.在准备下一次迭代中，将所述相位转换为每个副载波的单独共轭转子：T(K，n+1)＝exp(-j V”(n)K)。利用CORDIC电路来最佳地执行此步骤；
133.增大码元计数器：n＝n+1；以及
134.在所有数据码元的持续时间内重复步骤114至133。
在IEEE 802.11a中，在数据码元之前，长码元后面首先跟随有BPSK信号码元。在上面的上下文中，应当将信号码元当作数据码元。
相位校正电路确保向定时校正电路呈递解调后的导频，其中所述导频基本上没有公共相位误差，从而允许通过在考虑其频率索引的符号的同时对相量(phasor)的虚部求和来提取定时误差相关的相位。
定时校正电路确保向相位校正电路以及定时校正电路自身呈现解调后的导频，其中所述导频基本上没有定时误差相关的导频相位误差，从而允许利用导频相位的虚部分量来逼近定时误差相关的导频相位误差。
可以将本发明实现为硬件和软件二者的组合。具体地，可以将本发明实现为存储在微处理器——数字信号处理器(DSP)中的一系列计算机可读指令，其中所述微处理器理论上适合于如上所述的均衡化的数字密集的需要。可以用程序编程语言(例如，“C”)或面向对象的语言(例如，“C++”)来对计算机可读指令编程。这一系列计算机指令实现先前在这里描述的全部或部分功能性。可替换地，可以全部用诸如用于数字接收机中的集成电路的硬件来实现本发明。
还可将本发明的实施例实现为用于与计算机系统一起使用的计算机程序产品。这样的实现可以包括：固定在诸如计算机可读介质(例如盘、CD-ROM、ROM或固定盘)的有形介质上、或者可经由调制解调器或诸如通过介质连接到网络的通信适配器的其它接口设备传送到计算机系统的一系列计算机指令。所述介质可以是有形介质(例如，光或电通信线路)或利用无线技术(例如，微波、红外线或其它传送技术)实现的介质。预期可以将这样的计算机程序产品作为附有利用计算机系统预先加载(例如，在系统ROM或固定盘上)的打印或电子文档(例如，压缩包装的软件)的可移动介质来分发，或者通过网络(例如，因特网或万维网)从服务器分发。
尽管已经公开了本发明的各种示例实施例，但对于本领域技术人员来说应当清楚的是：可以进行各种改变和修改，其将在不背离本发明的真实范围的情况下实现本发明的一些优点。
现在，理解此发明的人可以构想以上内容的可替换结构和实施例或者变化，其全部意欲落入如由所附权利要求限定的本发明的范围中。