发送机、OFDM通信系统以及发送方法.pdf

一种发送机，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，对传播路径推定用子载波乘以码进行发送，上述码中，与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且连续的M个(M为大于等于2的整数)子载波各自的码和与其他发送机的同一子载波相乘的码彼此正交。

1、  一种发送机，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，对传播路径推定用子载波乘以码进行发送，
上述码中，与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且连续的M个子载波各自的码和与其他发送机的同一子载波相乘的码彼此正交，其中M为大于等于2的整数。

2、  根据权利要求1所述的发送机，其特征在于，
在子载波总数Nsub满足2^N-1＜Nsub≤2^N的条件时，将φ设定为使其满足φ×2^N＝2nπ，并且，将M设定为使M成为Nsub的约数，其中N为自然数，n为整数。

3、  根据权利要求1或2所述的发送机，其特征在于，
M＝4，
φ＝0、π/2、π、3π/2的组中的全部或一部分。

4、  根据权利要求3所述的发送机，其特征在于，
在将j设为虚数单位的情况下，分配给上述连续的4个子载波的码为(1、1、1、1)、(1、j、-1、-j)、(1、-1、1、-1)、(1、-j、-1、j)。

5、  根据权利要求1或2所述的发送机，其特征在于，
M＝8，
φ＝0、π/4、π/2、3π/4、π、5π/4、3π/2、7π/4的组中的全部或一部分。

6、  根据权利要求5所述的发送机，其特征在于，
在将j设为虚数单位的情况下，分配给上述连续的8个子载波的码为(1、1、1、1、1、1、1、1)、(1、(1+j)/2、j、(-1+j)/2、-1、(-1-j)/2、-j、(1-j)/2)、(1、j、-1、-j、1、j、-1、-j)、(1、(-1+j)/2、-j、(1+j)/2、-1、(1-j)/2、j、(-1-j)/2)、(1、-1、1、-1、1、-1、1、-1)、(1、(-1-j)/2、j、(1-j)/2、-1、(1+j)/2、-j、(1-j)/2)、(1、-j、-1、j、1、-j、-1、j)、(1、(1-j)/2、-j、(-1-j)/2、-1、(-1+j)/2、j、(1+j)/2)。

7、  一种发送机，在采用OFDM方式的使用具有多个扇区的基站的蜂窝系统中，对传播路径推定用子载波乘以码进行发送，
上述码由第一码和第二码构成，
上述第一码中，与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且连续的M个子载波各自的码和与其他扇区的发送机的同一子载波相乘的第一码彼此正交，其中M是大于等于2的整数，
上述第二码是基站固有码。

8、  一种发送机，在采用OFDM方式的使用具有多个扇区的基站的蜂窝系统中，
设置在上述各个扇区，在将用于生成传播路径推定用OFDM码元的码分配给各个子载波的时候、以及在将通信数据分配给各个子载波的时候，如果将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差设为φ，将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在所有的OFDM码元中对于第k个子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中n为大于等于1的整数，k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数；
在每个上述扇区中，φ是固有的。

9、  根据权利要求8所述的发送机，其特征在于，
在将有效OFDM码元长度与所设定的保护间隔长度之比设为1∶G的情况下，将相位差φ设定为使其满足φ≥2×G×π的条件。

10、  一种发送机，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，将根据权利要求1到6所述的码分配给传播路径推定用子载波作为传播路径推定用子载波进行发送，如果将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差设为φ，将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在发送数据的OFDM码元中对于第k个子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中n为大于等于1的整数，k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数。

11、  一种发送机，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，
将以M个子载波单位正交的码以子载波单位相乘作为传播路径推定用子载波进行发送，如果将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差设为φ，将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在发送数据的OFDM码元中对于第k个子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中M为大于等于2的整数，n为大于等于1的整数，k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数。

12、  根据权利要求8～10中任一项所述的发送机，其特征在于：
通过将IFFT的输出旋转，对OFDM码元赋予相位旋转φ。

13、  一种发送机，在以频率时间分割接入的采用OFDM方式的蜂窝系统中，
将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且连续的M个子载波各自的码和与其他发送机的同一子载波相乘的码彼此正交的码作为传播路径推定用子载波发送到接收机，如果将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在向同一接收机，同时与其他发送机联动地使用同一频带发送相同数据的时候，对于第m个子载波，对由数据来调制后的相位进一步赋予(m-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中M为大于等于2的整数，n为大于等于1的整数，m为大于等于1且小于等于进行通信的频带的子载波总数的整数。

14、  一种OFDM通信系统，具备：
根据权利要求1～7中任一项所述的发送机；和
接收机，在解调从一个发送机发送的数据的时候，通过FFT对包含接收到的传播路径推定用子载波的OFDM码元进行频率变换，在发送侧以保持正交性的传播路径推定用子载波为单位来推定作为与发送机之间的频率响应的传播路径，在对从数目大于等于2的发送机发送来的相同数据进行解调的时候，通过FFT对接收到的传播路径推定用子载波所包含的OFDM码元进行频率变换，对传播路径推定用子载波乘以任一个发送机所使用的码的复共轭，由此求得来自所有的发送机的结合的传播路径。

15、  根据权利要求14所述的OFDM通信系统，其特征在于，
上述接收机具备根据传播路径推定用信号的正交性来推定每个发送机的可靠性的功能。

16、  一种OFDM通信系统，具备：
根据权利要求8～10中的任一项的所述的发送机；和
接收机，通过FFT对接收到的传播路径推定用子载波所包含的OFDM码元进行频率变换，对传播路径推定用的子载波乘以发送机所使用的码的复共轭，由此求得与发送机之间的传播路径，通过进行IFFT，变换为脉冲响应，根据变换后的结果、信号成分集中的位置，来决定基站或扇区、或其二者。

17、  一种OFDM通信系统，具备：
根据权利要求8～10中的任一项的所述的发送机；和
接收机，通过FFT对接收到的传播路径推定用子载波所包含的OFDM码元进行频率变换，对传播路径推定用的子载波乘以发送机所使用的码的复共轭，由此求得与发送机之间的传播路径，通过进行IFFT，变换为脉冲响应，仅仅提取变换结果、信号成分集中的时间，再次进行FFT，由此推定与所连接的扇区的发送机之间的传播路径。

18、  一种OFDM通信系统，具备：
根据权利要求8～10中的任一项的所述的发送机；和
接收机，通过FFT对接收到的传播路径推定用子载波所包含的OFDM码元进行频率变换，对传播路径推定用子载波乘以发送机所使用的码的复共轭，由此求得与发送机之间的传播路径。

19、  一种OFDM通信系统，具备：
根据权利要求10所述的发送机；和
接收机，具备根据传播路径推定用信号的正交性来推定每个发送机的可靠性的功能。

20、  一种OFDM通信系统，具备：
根据权利要求11所述的发送机；和
接收机，在从多个发送机接收同一数据的时候，计算来自各个发送机的传播路径，进一步根据各个传播路径来计算在接收数据时的合成的传播路径。

21、  一种OFDM通信系统，具备：
根据权利要求13所述的发送机；和
接收机，发送各个时隙的控制信息，通过FFT对接收到的传播路径推定用子载波所包含的OFDM码元进行频率变换，对传播路径推定用子载波乘以发送机所使用的码的复共轭，由此求得与发送机之间的传播路径，进一步从接收到的上述控制信息中解调出进行接收的时隙和用于解调与调制相关的信息的控制信息，对发往自身终端的数据时隙进行解调。

22、  一种发送方法，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，对传播路径推定用子载波乘以码进行发送，
上述码中，与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差为恒定、并且连续的M个子载波各自的码和与其他发送机的同一子载波相乘的码彼此正交，其中M为大于等于2的整数。

23、  一种发送方法，在采用OFDM方式的使用具有多个扇区的基站的蜂窝系统中，对传播路径推定用子载波乘以码来进行发送，
上述码由第一码和第二码构成，
上述第一码中，与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且连续的M个子载波各自的码和与其他扇区的发送机的同一子载波相乘的第一码彼此正交，其中M是大于等于2的整数，
上述第二码是基站固有码。

24、  一种发送方法，在采用OFDM方式的使用具有多个扇区的基站的蜂窝系统中，
设置在上述各个扇区，在将用于生成传播路径推定用OFDM码元的码分配给各个子载波的时候、以及在将通信数据分配给各个子载波的时候，如果将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差设为φ，将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在所有的OFDM码元中对于第k个子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中n为大于等于1的整数，k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数；
在每个上述扇区中，φ是固有的。

25、  一种发送方法，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，
将根据权利要求21所述的码分配给传播路径推定用子载波作为传播路径推定用子载波进行发送，如果将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差设为φ，将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在发送数据的OFDM码元中对于第k个子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中n为大于等于1的整数，k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数。

26、  一种发送方法，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，将以M个子载波单位正交的码以子载波单位相乘作为传播路径推定用子载波进行发送，如果将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差设为φ，将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在发送数据的OFDM码元中对于第k个子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中M为大于等于2的整数，n为大于等于1的整数，k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数。

发送机、OFDM通信系统以及发送方法
技术领域
本发明涉及一种在采用OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)方式的蜂窝系统中，对传播路径推定用子载波乘以码(code)进行通信的发送机、OFDM通信系统以及发送方法。
本申请主张于2005年10月3日在日本申请的特原2005-289878号的优先权，在此引用其内容。
背景技术
近年来，提出了采用CDT(Cylic Delay Transmit：循环延迟发送)分集的多载波传送的方案，该CDT分集是从具备多个发送天线的发送机按每个发送天线赋予不同(循环)延迟并同时进行信号发送的技术(非专利文献1)。在使用该发送分集方式时，因为能始终增强信道的频率选择性，所有可以得到优良的平均BER(Bit Error Rate)特性。
另外，在使用3GPP(3rd Generation Partnership Project)的EvoluvedUTRA&UTRAN中提出以下的方案：在作为具备多个扇区的发送机的基站，从属于各个扇区的发送天线，尤其是使用同一频率、同一时间向位于扇区边缘附近的同一接收机发送信号，在接收机侧接收其合成波，从而可得到位置分集(site diversity)效果的软合并(soft-combining)这样的方法中，通过采用上述的CDT分集可以得到优良的平均BER特性(非专利文献2)。
图24是表示从属于两个不同的扇区的发送机所具备的发送天线1、2向接收机所具备的接收天线3发送信号的情况的示意图。如图所示，从发送天线1和发送天线2发送信号，由接收机的接收天线3接收其合成波。
图25A表示发送天线1(图24)和接收机的接收天线3(图24)之间的传播路径的时域表现即延迟特征曲线(delay profile)h1，图25B是表示发送天线2(图24)和接收机的接收天线3(图24)之间的传播路径的时域表现即延迟特征曲线h2。这里横轴表示时间、纵轴表示功率。
在从发送天线2发送的信号，是对从发送天线1发送出的信号赋予延迟后的信号的情况下，即在发送天线1和发送天线2之间，采用了CDT分集的情况下，如图26所示，可以视为发送信号通过将上述延迟特征曲线h1和h2合成后的传播路径，到达接收天线3(图24)。
其中，时域t1与上述延迟特征曲线h1(图25A)对应，时域t2与上述延迟特征曲线h2(图25B)对应。
另一方面，提出了以下方案：在扇区间通过对传播路径推定用子载波乘以扇区固有的正交码，从而边使用同一频率、同一时间发送传播路径推定用子载波，边在接收机侧分离来自各个扇区的传播路径推定用子载波，分别进行传播路径推定(非专利文献3、4)。
图27A表示从发送天线1(图24)发送的信号，区域4表示传播路径推定用子载波，区域5表示公共数据信道。另外，图27B表示从发送天线2(图24)发送的信号。区域6表示传播路径推定用子载波，区域7表示公共数据信道。
为了得到对在区域5、7所包含的数据进行解调所需要的传播路径信息，使用包含在区域4、6中的传播路径推定用子载波，但是通常如图28所示，对每个扇区#1～#3乘以不同的正交码进行发送。
在图28中，将横轴设为频率，最上面的系列8表示在多路载波通信中子载波的排列情形。其下面排列的三个系列9～11，表示在属于各个扇区#1～#3的发送天线1a、1b、1c(图示略)中，与各个子载波相乘的正交码。
由此，例如来自在频率范围f1内将所有载波值相加的发送天线1a的信号包含在相加结果中，但是来自发送天线1b以及1c的信号成分为0，即使使用同一频率、时间来发送信号，也可以将各个扇区的信号进行分离。将这样的状况称之为“保持正交性”。
另一方面，对于扇区#1～#3间的发送天线1a～1c，在应用上述CDT分集的情况下，如上所述，为了解调上述的区域5、7(图27)需要从包含在区域4、6(图27)中的传播路径推定用子载波中得到传播路径信息，因此通常从发送天线1b发送的信号，与区域6、7一起也赋予同样的延迟。
但是，对于扇区间的发送天线，在应用了上述的CDT分集的情况下，上述正交码间的正交性破坏，因此使用传播路径推定用子载波来分离各个扇区的发送天线和接收机间的传播路径进行推定时，在传播路径推定结果中有可能存在误差。
图29是表示在设延迟特征曲线h1＝h2＝1的情况下，即不存在延迟波，关于直达波没有相位旋转、振幅变化的情况的发送信号的图。此时，进行多载波传输，被认为是在图24的发送天线1、2之间赋予了半个码元(symbol)的延迟的情形。
另外，这里认为是在发送天线1和发送天线2之间使用了根据软合并法所进行的分集的情况，在这里，假设暂时仅考虑从发射天线1和发送天线2发送的信号。这里，软合并法是两个扇区对同一接收机在同一定时下发送根据同一信息生成的同一信号，边增大接收机的信号成分，边抑制干扰成分的方法。
此时，从发送天线2(图24)发送的发送信号，对于第k个子载波，乘以以下的式(1)的相位旋转。
θ＝2πkT/N＝2πk·N/2·/N＝kπ…(1)
此时，来自发送天线2(图24)的信号，如图29所示，与来自发送天线1(图24)的发送信号之间的正交性处于破坏的状态。
另外，上述式(1)中的N是多载波调制时的IFFT(Inverse Fast FourierTransform：快速傅立叶反变换)的点数，T表示两个天线间的延迟点差(延迟时间差)。
非专利文献1：信学技報RCS2004-392，“周波数领域等化を用ぃるDS-CDMAへのCyclic Delay Transmit Diversity の適用効果”，社団法人電子情報通信学会2005年3月発行；
非专利文献2：3GPP寄書，R1-050795，“Intra-Node B Macro Diversitybased on Cyclic Delay Transmissions”，[平成17年9月7日检索]，ィンタ一ネット(URL：ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_42/Docs/R1-050795.zip)；
非专利文献3：3GPP寄書，R1-050704，“Orthogonal Common PilotChannel and Scrambling Code inEvolved UTRA Downlink”，[平成17年9月7日検索]，ィンタ一ネット(URL：ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_42/Docs/R1-050704.zip)；
非专利文献4：3GPP寄書，R1-050700，“Intra-Node B Macro DiversityUsing Simultaneous Transmission with Soft-combining in Evolved UTRADownlink”，[平成17年9月7日検索]，ィンタ一ネット(URL：ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_42/Docs/R1-050700.zip)。
但是，以往，CDT分集法或软合并法等分集与扇区间的传播路径推定用子载波的正交性分开使用，如果将其单纯地组合的话，则存在正交性破坏，传播路径推定精度恶化这样的问题。
发明内容
本发明是鉴于上述情况而做出的，其目的在于可以推定每个发送机的功率，提供一种发送可以高精度地推定传播路径的传播路径推定码元的发送机、进而对于同一终端，可以以发送相同的数据的软合并时不需要无用的序列(sequence)或接收处理的格式发送数据的发送机、以及可以处理这些信号的发送机、OFDM通信系统和通信方法。
本发明的发送机，是为了解决上述问题而做出的，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，对传播路径推定用子载波乘以码进行发送，上述码中，与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且连续的M个子载波各自的码和与其他发送机的同一子载波相乘的码彼此正交，其中M为大于等于2的整数。
另外，本发明的发送机，在子载波总数Nsub满足2^N-1＜Nsub≤2^N的条件时，将φ设定为使其满足φ×2^N＝2nπ，并且，将M设定为使M成为Nsub的约数，其中N为自然数，n为整数。
另外，在本发明的发送机中，M＝4，φ＝0、π/2、π、3π/2的组中的全部或一部分。
另外，本发明的发送机，在将j设为虚数单位的情况下，分配给上述连续的4个子载波的码为(1、1、1、1)、(1、j、-1、-j)、(1、-1、1、-1)、(1、-j、-1、j)。
另外，本发明的发送机，M＝8，φ＝0、π/4、π/2、3π/4、π、5π/4、3π/2、7π/4的组中的全部或一部分。
另外，在本发明的发送机中，在将j设为虚数单位的情况下，分配给上述连续的8个子载波的码为(1、1、1、1、1、1、1、1)、(1、(1+j)/2、j、(-1+j)/2、-1、(-1-j)/2、-j、(1-j)/2)、(1、j、-1、-j、1、j、-1、-j)、(1、(-1+j)/2、-j、(1+j)/2、-1、(1-j)/2、j、(-1-j)/2)、(1、-1、1、-1、1、-1、1、-1)、(1、(-1-j)/2、j、(1-j)/2、-1、(1+j)/2、-j、(1-j)/2)、(1、-j、-1、j、1、-j、-1、j)、(1、(1-j)/2、-j、(-1-j)/2、-1、(-1+j)/2、j、(1+j)/2)。
另外，本发明的发送机，在采用OFDM方式的使用具有多个扇区的基站的蜂窝系统中，对传播路径推定用子载波乘以码进行发送，上述码由第一码和第二码构成，上述第一码中，与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且连续的M个子载波各自的码和与其他扇区的发送机的同一子载波相乘的第一码彼此正交，其中M是大于等于2的整数，上述第二码是基站固有码。
另外，本发明的发送机，在采用OFDM方式的使用具有多个扇区的基站的蜂窝系统中，设置在上述各个扇区，在将用于生成传播路径推定用OFDM码元的码分配给各个子载波的时候、以及在将通信数据分配给各个子载波的时候，如果将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差设为φ，将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在所有的OFDM码元中对于第k个子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中n为大于等于1的整数，k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数；在每个上述扇区中，φ是固有的。
另外，本发明的发送机，在将有效OFDM码元长度与所设定的保护间隔长度之比设为1∶G的情况下，将相位差φ设定为使其满足φ≥2×G×π的条件。
另外，本发明的发送机，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，将本发明的技术方案1～6中所述的码分配给传播路径推定用子载波作为传播路径推定用子载波进行发送，如果将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差设为φ，将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在发送数据的OFDM码元中对于第k个子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中n为大于等于1的整数，k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数。
另外，本发明的发送机，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，将以M个子载波单位正交的码以子载波单位相乘作为传播路径推定用子载波进行发送，如果将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差设为φ，将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在发送数据的OFDM码元中对于第k个子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中M为大于等于2的整数，n为大于等于1的整数，k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数。
另外，在本发明的发送机中，通过将IFFT的输出旋转，对OFDM码元赋予相位旋转φ。
另外，本发明的发送机，在以频率时间分割接入的采用OFDM方式的蜂窝系统中，将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且连续的M个子载波各自的码和与其他发送机的同一子载波相乘的码彼此正交的码作为传播路径推定用子载波发送到接收机，如果将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在向同一接收机，同时与其他发送机联动地使用同一频带发送相同数据的时候，对于第m个子载波，对由数据来调制后的相位进一步赋予(m-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中M为大于等于2的整数，n为大于等于1的整数，m为大于等于1且小于等于进行通信的频带的子载波总数的整数。
另外，本发明的OFDM通信系统具有接收机，上述接收机在解调从一个发送机发送的数据的时候，通过FFT对包含接收到的传播路径推定用子载波的OFDM码元进行频率变换，在发送侧以保持正交性的传播路径推定用子载波为单位来推定作为与发送机之间的频率响应的传播路径，在对从数目大于等于2的发送机发送来的相同数据进行解调的时候，通过FFT对接收到的传播路径推定用子载波所包含的OFDM码元进行频率变换，对传播路径推定用子载波乘以任一个发送机所使用的码的复共轭，由此求得来自所有的发送机的结合的传播路径。
另外，在本发明的OFDM通信系统中，上述发送机具备根据传播路径推定用信号的正交性来推定每个发送机的可靠性的功能。
另外，本发明的OFDM通信系统具备接收机，上述接收机通过FFT对接收到的传播路径推定用子载波所包含的OFDM码元进行频率变换，对传播路径推定用的子载波乘以发送机所使用的码的复共轭，由此求得与发送机之间的传播路径，通过进行IFFT，变换为脉冲响应，根据变换后的结果、信号成分集中的位置，来决定基站或扇区、或其二者。
另外，在本发明的OFDM通信系统具备接收机，上述接收机通过FFT对接收到的传播路径推定用子载波所包含的OFDM码元进行频率变换，对传播路径推定用的子载波乘以发送机所使用的码的复共轭，由此求得与发送机之间的传播路径，通过进行IFFT，变换为脉冲响应，仅仅提取变换结果、信号成分集中的时间，再次进行FFT，由此推定与所连接的扇区的发送机之间的传播路径。
另外，本发明的OFDM通信系统具备接收机，上述接收机通过FFT对接收到的传播路径推定用子载波所包含的OFDM码元进行频率变换，对传播路径推定用子载波乘以发送机所使用的码的复共轭，由此求得与发送机之间的传播路径。
另外，本发明的OFDM通信系统具备接收机，上述接收机具备根据传播路径推定用信号的正交性来推定每个发送机的可靠性的功能。
另外，本发明的OFDM通信系统具备接收机，上述接收机在从多个发送机接收同一数据的时候，计算来自各个发送机的传播路径，进一步根据各个传播路径来计算在接收数据时的合成的传播路径。
另外，本发明的OFDM通信系统具备接收机，上述接收机发送各个时隙的控制信息，通过FFT对接收到的传播路径推定用子载波所包含的OFDM码元进行频率变换，对传播路径推定用子载波乘以发送机所使用的码的复共轭，由此求得与发送机之间的传播路径，进一步从接收到的上述控制信息中解调出进行接收的时隙和用于解调与调制相关的信息的控制信息，对发往自身终端的数据时隙进行解调。
另外，本发明的发送方法，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，对传播路径推定用子载波乘以码进行发送，上述码中，与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差为恒定、并且连续的M个子载波各自的码和与其他发送机的同一子载波相乘的码彼此正交，其中M为大于等于2的整数。
另外，本发明的发送方法，在采用OFDM方式的使用具有多个扇区的基站的蜂窝系统中，对传播路径推定用子载波乘以码来进行发送，上述码由第一码和第二码构成，上述第一码中，与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且连续的M个子载波各自的码和与其他扇区的发送机的同一子载波相乘的第一码彼此正交，其中M是大于等于2的整数，上述第二码是基站固有码。
另外，本发明的发送方法，在采用OFDM方式的使用具有多个扇区的基站的蜂窝系统中，设置在上述各个扇区，在将用于生成传播路径推定用OFDM码元的码分配给各个子载波的时候、以及在将通信数据分配给各个子载波的时候，如果将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差设为φ，将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在所有的OFDM码元中对于第k个子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中n为大于等于1的整数，k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数；在每个上述扇区中，φ是固有的。
另外，本发明的发送方法，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，将根据本发明的技术方案21所述的码分配给传播路径推定用子载波作为传播路径推定用子载波进行发送，如果将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差设为φ，将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在发送数据的OFDM码元中对于第k个子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中n为大于等于1的整数，k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数。
另外，本发明的发送方法，在采用OFDM方式的蜂窝系统中，将以M个子载波单位正交的码以子载波单位相乘作为传播路径推定用子载波进行发送，如果将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差设为φ，将传播路径推定用子载波的配置间隔设为n，则在发送数据的OFDM码元中对于第k个子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ/n的相位旋转，进行发送，其中M为大于等于2的整数，n为大于等于1的整数，k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数。
发明效果
在本发明中，对传播路径推定用子载波乘以码，该码中，与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ一定、并且连续的M个(M为大于等于2的整数)的每个子载波的码和与对其他发送机的同一子载波相乘的码彼此正交。
由此，可以防止传播路径推定用子载波互相干扰，并且可以提高传播路径精度，从而可以提高通信质量。
附图说明
图1是表示在本实施方式中作为对象的帧结构的一例的图。
图2是表示在本实施方式中传播路径推定用子载波所采用的码的图。
图3是表示进行CDT分集的发送机(基站)的构成的方框图。
图4是用于说明时移部109、120、131(图3)中的处理的图。
图5是表示本实施方式的接收机的构成的方框图。
图6是表示用于说明本实施方式的传播路径推定用子载波的图形的图。
图7是表示本实施方式中的发送机的构成的方框图。
图8是表示本实施方式中的接收机的构成的方框图。
图9是表示小区构成、扇区构成、移动台的位置的一例的图。
图10是表示传播路径推定部2001(图8)的详细的方框图。
图11是表示基站识别部2107(图10)所识别的信号的波形的图表。
图12是与在图11的基站b3(图9)中设定了码时的波形相同的图表。
图13A是表示在本实施方式中使用的下行链路的帧格式的构成的一例的图。
图13B是表示本实施方式中所使用的下行链路的帧格式的构成的一例等的图。
图14A是表示本实施方式中所使用的码的一例的图。
图14B是表示本实施方式中所使用的码的一例的图。
图15是表示本实施方式的发送机的构成的方框图。
图16是表示扇区发送部的构成的方框图。
图17是表示相位控制部4305的构成的图。
图18是表示本实施方式的接收机的构成的方框图。
图19A是用于说明本实施方式的传播路径推定方法的一例的图。
图19B是用于说明本实施方式的传播路径推定方法的一例的图。
图19C是用于说明本实施方式的传播路径推定方法的一例的图。
图20是表示本实施方式中用于传播路径用子载波的码的一例的图。
图21是表示本实施方式的发送机的构成的方框图。
图22是表示本实施方式的接收机的构成的方框图。
图23是表示本实施方式的传播路径推定部6400-1、2的构成的方框图。
图24是表示从属于两个不同的扇区的发送天线1、2向属于接收机的接收天线3发送信号的情形的示意图。
图25A是表示发送天线1和接收机的接收天线3之间的传播路径的时域表现的延迟特征曲线h1的图表。
图25B是表示发送天线2和接收机的接收天线3之间的传播路径的时域表现的延迟特征曲线h2的图表。
图26是表示由接收天线3接收的信号的一例的图。
图27A是表示从发送天线1发送的信号的构成的图。
图27B是表示从发送天线2发送的信号的构成的图。
图28是表示从多个扇区发送的信号的图。
图29是表示当假设延迟特征曲线h1＝h2＝1时，也就是不存在延迟波，关于直达波也没有相位旋转、振幅变化的情况下发送信号的图。
附图标记说明：
1、2-发送天线；3-接收天线；100-传播路径推定用子载波生成部；101-控制部；102、113、124-纠错编码部；103、114、125-串行/并行变换部；104、115、126-映射部；105、116、127-多路复用部；106、117、128-IFFT部；107、118、129-并行/串行变换部；108、119、130-开关；109、120、131-时移部；110、121、132-GI插入部；111、122、133-数字/模拟变换部；112、123、134-无线发送部；135-天线部；150-天线部；151-无线接收部；152-模拟/数字变换部；153-同步部；154-GI去除部；155-S/P变换部；156-FFT部；157-传播路径推定用子载波提取部；158-码相乘部；159-解扩频部；160-控制部；161-开关；162-功率计算部；163-传播路径补偿部；164-纠错解码部；2101-乘法部；2102-IFFT部；2103-时间滤波部；2104-FFT部；2105-复共轭部；2106-基站识别码生成部；2107-基站识别部；4201-扇区控制部；4202-扇区发送部；4203-发送扇区天线；4205-发送扇区天线；4207-发送天线；4209-接收扇区天线；4210-扇区接收部；4211-接收扇区天线；4212-扇区接收部；4213-接收扇区天线；4301-纠错编码部；4302-映射部；4303-传播路径推定用子载波生成部；4304-开关部；4305-相位控制部；4306-IFFT部；4307-并行/串行变换部；4308-GI插入部；4309-数字/模拟变换部；4310-无线部；4501-接收天线部；4502-无线接收部；4503-模拟/数字变换部；4504-同步部；4505-保护间隔去除部；4506-串行/并行变换部；4509-码选择部；4510-码相乘部；4511-传播路径推定部；4518-解映射部；4512-数据解调部；4513-扇区功率推定部；4514-纠错部；4515-控制部；4516-上行链路发送部；4517-控制信息解调部。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
在本发明的第一～第四实施方式中，对频率子信道数为12、子载波数为768、FFT点数为1024的情况下的OFDMA(Orthogonal FrequencyDivision Multiple Access)系统进行说明。另外，CDT分集其目的在于通过提高路径分集(频率分集)增益来改善接收特性，针对作为发送机的基站中进行该CDT分集时适合的传播路径推定用子载波的构成和发送机以及接收机的构成进行说明。
另外，本发明的第一～第四实施方式不仅适用于OFDMA系统，也可以适用于OFDM系统。
(第一实施方式)
首先，对本发明的第一实施方式进行说明。在本实施方式中，表示了对于从多个发送天线(特别是多个扇区)发送来的信号，在对应用CDT分集(从多个扇区发送同一数据的情况)和不应用CDT分集(在所有的扇区分别发送不同的数据的情况)进行时间上的切换的情况。
图1是表示在本实施方式中作为对象的帧结构的一例的图。如图所示，在本实施方式中，假设附加在开头的一个码元的传播路径推定用子载波和相接的9个码元的信息信号构成的合计10个码元的帧作为对象。但是，从一个扇区发送的一个帧中的所有频率子载波由一个使用者所占有。
图2是表示本实施方式中传播路径推定用子载波所采用的码的图。
如图所示，在本实施方式中，使用通过将4个码片的正交码A～D重复子载波的数目次而生成的码(4个码片的码重复192次后的码长为768的码)。这样，通过使用与按每4个码片正交的码A～D，在频率变动不甚剧烈的情况下，在经由不同的传播路径的多个信号中也可以维持正交性，可以不相互干扰地进行传播路径变动的推定。另外，在图2所示的码的各个码片，对相邻的码片赋予恒定的相位旋转。
例如，图2所示的码A为(1、1、1、1)、码B为(1、j、-1、-j)、码C为(1，-1，1，-1)、码D为(1，-j，-1，j)(其中，j为虚数单位)。即，码A中，码片间的相位差为0(或2π)，在码B中为π/2，在码C中为π，在码D中为3π/2。即，该码中，与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且连续的M个(M为大于等于2的整数)的子载波各自的码和与其他发送机的同一子载波相乘的码彼此正交。另外，在本实施方式中，使用φ＝0、π/2、π、3π/2的全部，也可以使用其一部分的相位差。
换而言之，在子载波总数Nsub满足2^N-1＜Nsub≤2^N的条件的情况下，将φ设定为使其满足φ×2^N＝2nπ(n为整数)，且将M设定为使其成为Nsub的约数。
这样的相邻码片间的相位差，并不是仅在成为基础的4个码片中维持，对于重复使用4个码片而生成的任意的码长的码也维持。
在本实施方式中，将图2所示的码A～D作为传播路径推定用子载波来使用，但是这样在码片间(子载波间)赋予一定的相位旋转量2πfτ(其中，FFT的所有点的相位旋转量为2π的整数倍)的信号，在IFFT后，如后述的式(1)所示，成为抽样在时间上循环了与相位旋转量对应的值τ之后的信号。例如，码A中子载波间的相位差为0，码B中相位差为π/2，因此对码B进行IFFT处理后的信号成为对码A进行了IFFT处理的信号在时间上循环了256个抽样(因为FFT点数为1024时的全部相位旋转量为2×256π)后的信号。换而言之，通过使IFFT的输出旋转，对OFDM码元赋予相位旋转φ。
同样，使用码C的情况下生成相对使用码A的情况在时间上循环了512个抽样后的信号，使用码D的情况下生成相对使用码A的情况在时间上循环了768个抽样后的信号。这是根据以下的式(2)所示的傅立叶变换的性质而决定的，根据其可逆性，通过将时域的信号循环可以生成如图2所示的频域的码。
(数学式1)
S(f)e-j2πfτ⇔s(t-τ)...(2)]]>
图3是表示进行CDT分集的发送机(基站)的构成的方框图。该发送机具有：传播路径推定用子载波生成部100；控制部101；纠错编码部102、113、124；串行/并行(S/P：Serial/parallel)变换部103、114、125；映射部104、115、126；多路复用部105、116、127；IFFT部106、117、128；并行/串行(P/S：parallel/Serial)变换部107、118、129；开关108、119、130；时移部109、120、131；GI(Guard Interval，保护间隔)插入部110、121、132；数字/模拟(D/A：Digital/Analog)变换部111、122、133；无线发送部112、123、134；天线部135。
在本实施方式中，作为一例由分割成三个扇区的小区构成的蜂窝系统作为对象，作为发送机的基站在天线部135中具有三个扇区天线135a～135c，发送系统也分别具有三个。
在图3所示的发送机的传播路径推定用子载波生成部100中，生成将所有的子载波信号作为1+0j(＝1)的传播路径推定用子载波，并发送到各个发送系统的多路复用部105、116、127。在多路复用部105中，将传播路径推定用子载波生成部100中生成的传播路径推定用子载波与信息信号进行复用，上述信息信号是在纠错编码部102中被纠错编码后，在S/P变换部103中进行S/P变换，在映射部104中映射后的信号。
在扇区天线135b、135c的发送系统中，进行与扇区天线135a的发送系统同样的处理，但是在进行CDT分集的情况下，进行分集合成的多个发送系统中被输入同一信息信号，在未进行CDT分集的情况下，在各个发送系统中处理不同的信息信号。但是，该CDT分集通常适用于接收机位于扇区边缘附近的情况(假设分割成扇区的环境)，但是在发送机-接收机(基站-终端)间例如通过后述的装置可以获知该应用/不应用的切换定时。
在各个多路复用部105、116、127中将传播路径推定用子载波和信息信号复用后的信号，接着在各个发送系统的IFFT部106、117、128中进行IFFT处理后变换为时域信号。该时域信号，在各个发送系统的P/S变换部107、118、129中进行P/S变换后，输入到开关108、119、130。该开关108、119、130被控制部101控制，在不进行CDT分集的情况下P/S变换的信息信号输入到GI插入部110、121、132，在进行CDT分集的情况下，P/S变换的信息信号输入到时移部109、120、131。
其中，在控制部101中已掌握了CDT分集的应用/不应用的切换时刻。另外，对信息信号而言，其输入目的地根据CDT分集的应用/不应用来切换，对传播路径推定用子载波而言，其始终输入到时移部109、120、131。因此各个发送系统的开关108、119、130在CDT分集不应用时起到将传播路径推定用子载波与信息信号分离的作用。(为了便于说明，在图3中还记载了#1用的时移部109等，但是因为#1的时移部109的时移量为0，所以不需要特别设定时移部109，另外，对于开关108也不需要特别设置)。
经由各个发送系统的开关108、119、130，各个传播路径推定用子载波和应用CDT分集时的信息信号分别被输入到时移部109、120、131，进行时移(循环)。
图4是用于说明时移部109、120、131(图3)中的处理的图。如图所示，在时移部109、120、131中，被输入的时域的信号码元按照每个码元被移位(循环)N个抽样数量。在本实施方式的发送机的基站中，这样的时移，在扇区#1中为0个抽样，在扇区#2中为256个抽样，在扇区#3中为512个抽样，在各个扇区的发送系统中移位了不同的抽样数。
该时移被施加在传播路径推定用子载波和应用了CDT分集时的信息信号二者，但是在特别关注传播路径推定用子载波时，输入到各个扇区的多路复用部105、116、127的传播路径推定用子载波，即使是均为同一信号(所有子载波设定为1的情况下)也通过这样的时移，生成与频域下使用不同码的情况相同的信号。例如，在扇区#2的时移部120(图3)中进行256个抽样的时移，这与对图2的码B实施IFFT处理后的信号为同一信号。
另外，在扇区#3的时移部131(图3)中进行512抽样的时移，这与对图2的码C实施IFFT处理后的信号为同一信号。在扇区#1中，时移量设定为0，因此信号未被移位，这与对码A实施IFFT处理后的信号为同一信号。如之前所述，图2所示的四个码A～D为分别彼此正交的码，在频域中各个扇区#1～#3的信号正交。即设置了按每个扇区#1～#3设定不同的时移量的时移部109、120、131，在时域中对信号进行移位处理，从而可以生成在频域中按每个扇区维持正交性的传播路径推定用子载波。
通过发送这样的传播路径推定用子载波，在接收机侧可以高精度地推定从各个扇区#1～#3发送的信号所通过的传播路径。但是，为了生成与进行了IFFT的情况相同的如图2所示的正交码A～D，需要对每个扇区设定各相差256个抽样的时移量。
另外，在关注信息信号时，在进行了CDT分集的情况下，对多个扇区#1～#3的发送系统输入同一信息信号，使用这样的时移，从而可以生成在码元内延迟后的信号。这样通过按扇区#1～#3发送延迟量不同的同一信息信号，从而在接收机侧，犹如观测传播路径中的延迟路径增加了的情况，提高路径分集(path diversity)效果。
在各个扇区的时移部109、120、131中，施以不同的时移后的信号，在各个GI插入部110、121、132中赋予GI后，在D/A变换部111、122、133中变换为模拟信号，在无线发送部112、123、134中频率变换为可无线发送的频率，由各个扇区的扇区天线135a～135c加以发送。
通过上述的基站构成，能够维持现有技术中无法维持的传播路径推定用子载波码的正交性，并且在进行CDT分集时能够实现可得到期望的路径分集效果的信号发送。
图5是表示本实施方式的接收机的构成的方框图。该接收机具有天线部150、无线接收部151、A/D变换部152、同步部153、GI去除部154、S/P变换部155、FFT部156、传播路径推定用子载波提取部157、码相乘部158、解扩频部159、控制部160、开关161、功率计算部162、传播路径补偿部163、纠错解码部164。
由图5所示的接收机的天线部150接收到的接收信号，首先在无线接收部151中频率变换为可A/D变换的频率，在A/D变换部152中变换为数字信号。而且，在同步部153中建立码元同步，在GI去除部154去除GI之后，进行S/P变换，输入到FFT部156中。在该FFT部156中对时域的信号进行FFT处理，使其变换为频域的信号。
接着，在传播路径推定用子载波提取部157中，将附加在帧开头的传播路径推定用子载波和信息信号分离，传播路径推定用子载波输入到码相乘部158，信息信号输入到传播路径补偿部163。输入到码相乘部158的传播路径推定用子载波与发送机侧(通信中的扇区)所使用的频域中的码(在本实施方式中是码A、B、C中的任意一个。其中，在图3的发送机中通过在时间轴上的抽样处理生成这些码)的复共轭相乘。
这里，所谓通信中的扇区，在不进行CDT分集的情况下为一个扇区，在码相乘部158中进行从该扇区发送来的码的复共轭与接收传播路径推定用子载波的相乘(例如，在与扇区#2的通信中的接收机中乘以码B的复共轭)。另一方面，在进行CDT分集的情况下，通常与两个扇区进行通信，此时在码相乘部158中与接收传播路径推定用子载波相乘的码可以是在任意扇区中所使用的码(例如，从扇区#2、#3进行CDT分集发送的情况下，在码相乘部158中进行使用码B或码C的任意一方的复共轭的乘法运算。)
此时，在两个扇区所使用的码中使用任一方均可，但是作为其选择方法，通常CDT分集适用于移动到扇区边缘附近的接收机，因此，有选择在应用CDT分集以前进行了通信的扇区中所使用的码等方法。此时使用的码从控制部160指示。来自该码相乘部158的输出，在进行CDT分集的情况下表示接收信号的传播路径推定值。这是因为，在进行CDT分集的情况下为接收从两个扇区发送来的信号，但是这些信号在CDT分集的性质上作为增加一个信号的延迟路径的信号来被接收，因此根据乘以在发送机侧所使用的码的复共轭这样一般的传播路径推定方法，便可以求得传播路径推定值。
在码相乘部158中乘以码的复共轭的接收传播路径推定用子载波(进行了CDT分集情况下为传播路径推定值)，接着，发送到解扩频部159和开关161。在该解扩频部159中，计算出未进行CDT分集的情况下的传播路径推定值。具体地说，将乘以在发送机侧使用的码的复共轭(该处理在码相乘部158中进行)的各个码片每四个码片进行积分，计算其平均值，从而得到每四个码片(4个子载波)的传播路径推定值。如上所述，本实施方式中所使用的码(码A～C)每四个码片分别正交，因此通过解扩频部159中的积分处理，即使使用各个码的信号混合存在的情况下，也可以仅仅计算出使用期望的码的信号的传播路径推定值。该解扩频部159的输出发送到开关161和功率计算部162。
在功率计算部162中，求得解扩频后的信号的均方值，进行接收信号的功率计算。在本实施方式中所使用的码分别正交，因此在解扩频后的信号中不包括从其他扇区发送来的干扰成分，可以计算从1个扇区发送来的信号的接收功率。这里，在欲求得从包括未处于通信中的扇区在内的多个扇区到达的信号的接收功率的情况下，只要进行以下处理即可：在码相乘部158中分别将这些扇区所使用的各个码的复共轭与接收信号进行相乘处理，对其结果在解扩频部159中分别进行积分后的结果分别输入到功率计算部162中。此时，由控制部160对发送了要计算接收功率的信号的扇区的选择(码选择)等进行控制。进而，在不需要由解扩频部158和功率计算部162的处理的情况下，通过停止这些电路可以降低消耗功率，对于这些电路的ON/OFF，也是由控制部160进行控制的。这里得到的接收信号功率值可以用作CDT分集的应用/不应用的切换的基准。(例如，按照如下进行切换：在来自一个扇区的信号的接收功率与其他扇区相比显著高的情况下，切换到CDT分集不应用，在接收到接收功率几乎相等的两个信号的情况下，切换到CDT分集应用。假设了接收机位于扇区中央附近的情况下和位于扇区边缘的情况)
在开关161中，被输入码相乘部158和解扩频部159的输出，但是这些分别表示进行CDT分集的情况下的传播路径推定值和未进行CDT分集的情况下的传播路径推定值，切换开关161，以便在进行CDT分集情况下将来自码相乘部158的输入发送到传播路径补偿部163，在未进行CDT分集的情况下将自解扩频部159的输入发送到传播路径补偿部163。此时的切换定时由控制部160来指示。
这样，将传播路径推定值输入到传播路径补偿部163，这里进行信息信号的传播路径补偿。而且，传播路径补偿后的信息信号发送到纠错解码部164，被实施纠错解码，以进行所发送的信息的再生。
如上所述，在本实施方式的接收机中，根据发送机的数量(发送机所具备的扇区天线135a～135c(图3)的数量)以不同的方法推定传播路径信息。
通过上述的接收机，能够与CDT分集的应用/不应用无关地以简单的构成、高精度地进行传播路径推定，进而在进行CDT分集时能够实现可得到期望的路径分集效果的信号发送。
在本实施方式中，以在图2所示的四个码(码A～D)中使用三个码(码A～C)的情况的例子，但是不仅是这样的组合，也可以从四个码中任意地选择三个码来使用。另外，在扇区的数量为4的系统中也可以使用全部四个码。
另外，本实施方式所示的四个码，是将发送机侧对IFFT后的码分别时移0个抽样、256个抽样、512个抽样、768个抽样而得到码。但是在使用本实施方式所示的发送机和接收机的构成的情况下维持正交性的码不仅这些码，只要是将子载波(码片)间的相位旋转量设定为使其成为π/2的整数倍的码即可，这在时域中成为分别时移256个抽样的整数倍所得到的码的组合(例如，将时移量设为“1、257、513、769”这四个码的组合或设为“100、356、612、868”这四个码的组合等)。通过在各个扇区中采用这样组合的各个码，能够维持扇区间的正交性的同时以简单的构成得到CDT分集所带来的路径分集的效果。
(第二实施方式)
接着，对本发明的第二实施方式进行说明。在本实施方式中的说明中所使用的OFDM信号的各个参数，与在第一实施方式中使用的相同。
图6是表示本实施方式的说明中所使用的传播路径推定用子载波的图形的图。在本实施方式中每隔一个子载波分配了传播路径推定用载波，未被分配传播路径推定用子载波的子载波使用于通常的数据通信中。另外，假设作为发送机的基站对3个扇区进行控制，将3个码分配给各个扇区。
采用图6，对分配给传播路径推定用子载波的码进行说明。在本实施方式中，因为考虑蜂窝系统，所以为了识别作为发送机的基站，分配各个基站固有的码即基站识别码。而且，该基站识别码被分配到该传播路径推定用子载波。作为图6的基站识别码标记的P1至P384就是上述码。
接着，也如第一实施方式所示，因为各个发送机构成三个扇区，所以需要分配用于扇区识别的码。因此，与第一实施方式所使用的码相同的码乘以基站识别码。(使用图2的码A至码C)而且得到的码是按每个扇区作为传播路径推定用子载波使用的OFDM码元，在三个扇区中成为互不相同的码。
而且，对最后没有分配传播路径推定用子载波的子载波分配数据。但是，为了使发送机的电路构成简化，对数据也赋予相位旋转，在该相位旋转量在相邻的子载波间为恒定。在图6中，其相位旋转量在扇区#1为0、在扇区#2为π/4、在扇区#3为π/2。另外，图6中的D表示数据。其中，并不是对所有子载波分配相同的数据D。
另外，在本实施方式中，作为码，也可以使用第一码以及第二码。这里，所谓第一码，是与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且连续的M个(M为大于等于2的整数)子载波各自的码和与对其他扇区的发送机的同一子载波相乘的第一码为彼此正交的码，第二码是基站固有的码。
图7是表示本实施方式中的发送机的构成的方框图。对与图3所示模块具有同一功能的模块标标注相同的附图标记，省略其说明。
图3和图7的区别在于：没有了在图7中控制是否使用时移部的控制部101和被控制的开关部106、119、130，传播路径推定用子载波生成部100变为基站识别码生成部1000，另外时移部的时移量也改变了。(与第一实施方式同样，时移部1001的移位量为0所以不需要，但是配置了时移部1001，以便与其他构成容易比较)另外，多路复用部105、116、127在生成传播路径推定用子载波时，每隔一个子载波配置由基站识别码生成部1000所生成的基站识别码和数据。
传播路径推定用子载波的码没有变化，但是时移量之所以变化是由于在传播路径推定用子载波间插入了数据通信用子载波的缘故，实质上邻接子载波间的相位旋转量发生变化。与第一实施方式的比较，相位旋转量为1/2，时移量也为1/2。
另外，通过将时移部1001、1002、1003的移位量设为0、128、256，可以得到以图6所示的相位、振幅来调制后的传播路径推定用子载波。
通过使用这样的传播路径推定用码构成发送机，可以得到以下优点。
第一优点，与第一实施方式同样，因为传播路径推定码具有正交性，所以可以按扇区测定到达电波的功率，正确地选择应连接的扇区。第二优点，在第一实施方式中，需要用传播路径推定用子载波或以CDT分集的定时下控制时移部109、120、131，但是在本实施方式中可以不需要这些。第三优点，接收机即使未被通知进行CDT分集的定时，也可以调整改善特性后的信号。即在未进行CDT分集的情况下和进行CDT分集的情况下，可以以相同的处理来解调数据。第四优点，通过研究接收机的构成，可以迅速地检测作为发送机的基站。
在上述四个优点中，第一优点与第一实施方式相同，第二优点根据发送机的构成可知。以下表示接收机的构成，同时对第三、第四优点进行说明。
在发送机中，分别赋予0、128、256抽样的时移，在进行数据通信的OFDM码元中，如果考虑变换为频率轴，则意味着按每8个子载波，分别将(1、1、1、1、1、1、1、1)、(1、(1+j)/2、j、(-1+j)/2、-1、(-1-j)/2、-j、(1-j)/2)、(1、j、-1、-j、1、j、-1、-j)的码与发送数据相乘。
设第k个子载波的扇区A中的码为CAk，发送机与接收机之间的其子载波的频率响应为H1k，同一子载波在扇区B中的码为CBk，发送机与接收机之间的其子载波的频率中的响应为H2k，分配给子载波的基站固有的码为Pk(Pk的大小为1)。另外，设Dk为使用子载波进行发送的数据。
此时，在传播路径推定子载波中CAk×Pk×H1k和CBk×Pk×H2k之和，即接收Pk(CAk×H1k+CBk×H2k)。另一方面，用数据码元来接收CAk×Dk×H1k和CBk×Dk×H2k，即Dk(CAk×H1k+CBk×H2k)这样的数据。前者的Pk因为是已知的，所以对其乘以Pk^*(^*表示复共轭)时求得(CAk×H1k+CBk×H2k)。将该复共轭与数据的接收值相乘，可以求得Dk。这里，在不能接收来自扇区B的电波时认为CBk＝0，因此在通常接收时和CDT分集的合成波的接收时，可以采用完全相同的接收处理来应对，在接收机中可得到路径分集的有益效果。
另外，在本实施方式中，例示了每隔一个子载波配置传播路径推定用子载波的情况。此时，根据两个相邻的子载波的传播路径信息，进行线性近似，由此可以求得中间的子载波传播路径。
另外，也可以考虑根据邻接的子载波的信息求解二元一次方程式的方法。例如，在想求得第k个子载波的传播路径的情况下，根据作为相邻的子载波传播路径信息{CA(k-1)×H1(k-1)+CB(k-1)×H2(k-1)}和{CA(k+1)×H1(k+1)+CB(k+1)×H2(k+1)}，可以将H1(k-1)和H2(k+1)视为各自与H1k、H2k相等，由于码是已知的，因此可以求得。该假设在某种程度的传播路径中正确，例如如本实施方式所示的对多个子载波乘以正交码进行扇区识别的系统中毫无问题地成立。
对于这里求得的H1k、H2k，可以根据与想要求得的子载波相乘的码CAk、以及CBk求得第k个子载波的合成传播路径。
可知，即使在求得针对没有这些传播路径信息的子载波的传播路径的方法中，只要设CB＝0，也可以采用相同的处理来进行。
图8是表示本实施方式的接收机的构成的方框图。关于采取与图5所示的接收机相同构成的部分，标注相同的标记省略其说明。在图8中由功率计算部2000根据需要来计算来自各个扇区的功率。将其计算出的信息利用其他线路，通知给作为发送机的基站。基站以通知到的功率为基础，确定是通过哪个扇区与接收机进行通信、还是采用CDT分集等技术，决定是否从多个扇区通知数据。
另一方面，在接收机中由传播路径推定用子载波提取部157从接收的信号中提取传播路径信息推定用的OFDM码元，在传播路径推定部2001中，基于上述的原理计算传播路径信息。根据求得的传播路径方法由传播路径插补部2002对没有传播路径推定用子载波的、子载波位置的传播路径信息进行插补。由此计算出OFDM信号整个频带的传播路径信息，可解调紧接其后的OFDM码元的数据。
接着，对基站识别进行说明。
如本实施方式所述，在将基站固有的码用于传播路径推定用的码中的情况下，作为连接的步骤，需要从接收波中检测出作为基站固有的码的基站识别码。通常，将接收到OFDM码元的各个子载波的输出与基站识别码进行复数相乘，通过将所有的子载波相加，如果码一致则检测出相关，可以识别基站。
但是，如本实施方式所述，在按照每隔扇区乘以码的情况下，在该相关处理中对于分配的基站识别码，必须进行三次同样的动作，来识别出基站。
因此，对即使在将本实施方式中所示的码用于扇区识别码，来构成本实施方式那样的发送机的情况下，也不需要对基站识别进行三次同样的动作的接收机的构成进行说明。
此时，在图8所示的接收机的构成中，传播路径推定部2001的构成，与图5的接收机的构成不同。
图9是表示小区构成、扇区构成、移动台的位置的一例的图。在该图中，对于基站b1～b4分配基站识别码，属于基站b1～b4的三个扇区#11～#13、扇区#21～#23、扇区#31～#33、扇区#41～#43的每一个赋予本实施方式中所示的固有延迟量。这里，扇区#11、#21、#31、#41赋予0个抽样的延迟；扇区#12、#22、#32、#42赋予128个抽样的延迟；扇区#13、#23、#33、#43赋予256个抽样的延迟。
作为移动台的接收机r1，位于相对于基站b3的扇区#32和扇区#33的边界的扇区边缘更靠近扇区#33侧的地点。该地点是将基站b2的扇区#21的电波也作为干扰接收的区域。
图10是表示传播路径推定部2001(图8)的详细的方框图。传播路径推定部2001，具有：乘法部2101，其将接收到的传播路径推定用信号与基站识别码的复共轭信号相乘；IFFT部2102，其将频率波形变换为时间波形；时间滤波部2103，其去除噪声(杂音)，FFT部2104，其再次将时间波形变换为频率波形；复共轭部2105，其计算码的复共轭；基站识别码生成部2106，其生成作为基站固有的码的基站识别码；基站识别部2107，其决定所连接的基站或扇区、转交目的地的基站或扇区。
作为接收机的移动台在开始连接时，识别连接的基站。此时，最为简单的方法是依次检查具有可能性的码的方法。因此，首先在图10的基站码生成部2106中生成基站b1的基站识别码，在基站识别部2107中识别信号。
图11是表示在基站识别部2107(图10)中所识别的信号的波形的图表。图表g1～g4分别表示作为基站识别码分配A～D的情况。
另外，图11的四边形的区域w1～w3分别表示基站识别部2107(图10)测定功率的场所。因为OFDM码元同步不完全，因此，四边形的区域w1～w3，在具有某种程度余量的范围内设定，是来自对于时间轴最左侧(自0开始)采用了时移0的扇区、128附近采用了时移128的扇区、256附近采用了时移256的扇区的传播路径推定用子载波的接收功率。
如图11所示，依次观测来自基站b2(图9)的扇区#21的功率、来自基站b3(图9)的扇区#32的功率、来自基站b3(图9)的扇区#33的功率，作为该移动台，从通信路的稳定性角度出发适于连接到基站b3的扇区#33，对于该扇区的基站进行接入请求。
这样，可以同时进行基站识别扇区的识别，加速对基站识别在时间上的速度。另外还可知，在转交(连接基站、扇区变更)时也得到同样的效果。
进而，在本实施方式中，表示高精度推定传播路径的方法。在本实施方式中，表示了即使从两个不同的发送机同时发送同一数据，也可以解调，此次表示了预先知道从两个不同的发送机发送的定时的情况。
图12是与图11的基站b3(图9)中设定码时的波形相同的图表。在连接时从唯一的扇区发送的情况，例如，在该例子中多为来自基站b3的扇区#33的情形，但是，此时将时间滤波部2103(图10)的窗口宽度设为实线的四边形区域w4，将除此以外的区域的功率设为0。由此，因为可以消除来自其他扇区的传播路径推定用子载波的影响，所以提高传播路径推定精度。
另外，从基站b3的扇区#32发送同一数据的情况下(CDT分集的情形)，将时间滤波部2103(图10)中的窗口宽度设为虚线的四边形的大区域w5，除此以外设为0。由此，可以推定来自两个发送机的合成传播路径，进而因为可以使除此以外的干扰相抵消，所以可以提高传播路径推定精度。另外，在使用多个传播路径的情况下，对于所有基站准备实线的四边形的区域w4，也可以选择所有的进行通信的对象的传播路径。
这样控制时间窗口，对时间窗口的输出进行FFT，求得传播路径，由此可以构成高精度且可以简单地适应于发送机数量的接收机。
至今为止，表示了以传播路径推定用子载波是特殊的图形为前提的例子。这里，针对通过使用所示的接收机，即使不是特殊的图形，也实现CDT分集，可以测定各个扇区的功率的方法进行简单的说明。
这里，发送机赋予的旋转数，与至今为止的说明同样，在基站中固有的，但是，由旋转抽样数赋予信号的延迟时间需要是在系统中假设的最大延迟波的程度或比其更大。在采用通常的OFDM的系统中，因为假设的最大延迟波为GI长度，所以优选为GI长度左右或其以上。用各个载波间的相位的旋转量φ表示该延迟时间时，在去除保护间隔的OFDM码元时间与保护间隔时间之比为1∶G的情况下，φ≥2×G×π。
在赋予这样的任意的旋转数的情况下，因为传播路径推定用子载波不正交，所以除了不能利用正交性推定来自各个扇区的接收功率之外，可以得到同样的效果。
但是，在做成目的地的接收机中所示的构成时，来自各个扇区的脉冲响应如图12等所示，在时间轴不同的位置可以观测。如上所述，之所以附加旋转量比假设的最大延迟波的延迟时间长这样限制，是因为在接收机构成中要可以分离的缘故。
而且，通过测定该分离后的脉冲的功率，可以分别推定来自各个扇区的发送功率，补偿传播路径推定用子载波的非正交性。
在以上的构成中，也可以提供一种能够边正确地推定各个扇区间的功率，边在接收机中以不会意识到CDT分集的方式实现的系统。
再者，在将用于生成传播路径推定用OFDM码元的码分配给各个子载波的时候、以及将通信数据分配给各个子载波的时候，也可以对于第k个(k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数)子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ的相位旋转，进行发送。
另外，设置在各个扇区中用于生成传播路径推定用OFDM码元的码分配给各个子载波的时候、以及将通信数据分配给各个子载波的时候，也可以对于第k个(k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数)子载波，对调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ的相位旋转，进行发送，在每个扇区中将φ设定为固有的值。
(第三实施方式)
接着，对本发明的第三实施方式进行说明。在本实施方式中表示了利用8个码片的正交码作为扇区间的码，使用专用(dedicated)传播路径推定用子载波的情况。专用传播路径推定用子载波是专门用于传播路径推定用子载波的意思，是特定的接收机、或接收机组所使用的传播路径推定用子载波。在本实施方式中假设专用传播路径推定用子载波是为了以特定的时隙(slot)进行软合并法的分集，附加在对象时隙中而使用的子载波。在后述的图13中，掺入数据时隙中。
本实施方式将小区内分割成三个扇区。假设三个扇区使用同步的帧。
图13A是表示在本实施方式中使用的下行链路的帧格式的构成的一例的图。以在时间/频率方向分割后的时隙4001为单位管理帧。在帧开头配置同步用信号4002，接着配置控制时隙组4003、数据时隙组4004。将同一频带的时隙组总成为子信道4005。在本实施方式中假设一个子信道由64个子载波构成，在一个帧中包括12个子载波。即1帧由768个子载波构成。
在控制时隙中包括用于推定传播路径的传播路径推定用子载波4006。该传播路径推定用子载波4006，如图13B所示在时隙内时间分割地配置。这是某种程度与传播路径的变动对应的缘故。考虑了传播路径的变动的推定方法在后述的接收机的构成例中进行说明。
在本实施方式，假设时隙中配置8个OFDM码元。如图13B所示，在第1个OFDM码元和第5个OFDM码元中配置传播路径推定用子载波。此时，在第1个OFDM码元中对第奇数个子载波配置传播路径推定用子载波4006，在第5个OFDM码元中对第偶数个子载波配置传播路径推定用子载波4006。另外，如图13B所示，在第1个子载波中使用第1个码片的内容，在第二个子载波中使用第二个码片的内容，在第八个子载波中使用第八个码片的内容，从第九个子载波开始再次配置第1个码片的内容。
该控制时隙中所使用的传播路径推定用子载波4006，基本上可以使用任何一种码，但是如果将正交的码使用于各个扇区的传播路径推定用子载波，则在接收机中易于测定各个扇区的传播路径推定用子载波的功率，所以从8个码片的沃尔什码(walsh code)中选择3个码，在各个扇区中使用。图14B表示8个码片的沃尔什码。4101表示使用的码组。
另外，在本实施方式中所有1的码使用专用传播路径推定用子载波，但是只要是在发送接收机之间已知的码，便可以采用任意的码。
控制时隙包括后续的数据时隙的分配信息。该分配信息记录有该时隙是面向哪个接收机的时隙、该时隙的解调参数、专用传播路径推定用子载波使用/不使用，接收机通过接收该控制时隙来确定需要接收的时隙，可以解调该时隙。
另外，在使用专用传播路径推定用子载波的情况下，该时隙与图13B相同的形式插入了传播路径推定用子载波。这里使用的码的一例为图14B所示的码。
在使用专用传播路径推定用子载波的情况下，作为图16的第一码信息均赋予1，且作为第二码信息赋予图14B所示的码旋转。
最初的码片的码为e^j0＝1，邻接码片间的相位为π/4的整数倍(本实施方式中为0～7倍，除此之外的整数与该0～7重复等价)的码组。该8个码各自满足为正交关系。
例如，图14B所示的码4101a为(1、1、1、1、1、1、1、1)、码4101b为(1、(1+j)/2、j、(-1+j)/2、-1、(-1-j)/2、-j、(1-j)/2)、码4101c为(1、j、-1、-j、1、j、-1、-j)、码4101d为(1、(-1+j)/2、-j、(1+j)/2、-1、(1-j)/2、j、(-1-j)/2)、码4101e为(1、-1、1、-1、1、-1、1、-1)、码4101f为(1、(-1-j)/2、j、(1-j)/2、-1、(1+j)/2、-j、(1-j)/2)、码4101g为(1、-j、-1、j、1、-j、-1、j)、码4101h为(1、(1-j)/2、-j、(-1-j)/2、-1、(-1+j)/2、j、(1+j)/2)。
另外，在本实施方式中设最初的码片的码e^j0＝1，但是也可以采用其他值。另外，在本实施方式中使用8个码片的码，但是其他码片的数量也可适用。在16个码片的情况下如果设邻接码片间的相位差为π/8的整数倍(0～15倍)则也可以生成同样的码。即该码中，与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且每个连续的M个(M为大于等于2的整数)的子载波的码和与对其他发送机的同一子载波相乘的码彼此正交。再者，在本实施方式中，使用φ＝0、π/4、π/2、3π/4、π、5π/4、3π/2、7π/4的全部，但是也可以使用其中的一部分相位差。
换而言之，在子载波总数Nsub满足2^N-1＜Nsub≤2^N的条件的情况下，将φ设定为使其满足φ×2^N＝2nπ(n为整数)，将M设定为使其成为Nsub的约数。
接着，参照附图对作为使用以上所示的格式的发送机的基站的构成的一例详细地进行说明。
图15是表示本实施方式的发送机的构成的方框图。扇区控制部4201是调整各个扇区的同步，以从各个扇区接收的信息为基础，确定接收机的位置，决定用哪个扇区处理哪个接收机，进行该扇区内的数据时隙的分配的模块；扇区发送部4202是生成扇区#1的发送信号的模块；发送扇区天线4203是扇区#1用的发送天线；扇区发送部4204是生成扇区#2的发送信号的模块；发送扇区天线4205是扇区#2用的发送天线；扇区发送部4206是生成扇区#3的发送信号的模块；发送天线4207是扇区#3用的发送天线；扇区接收部4208是解调扇区#1的接收信号，取得必要的信息的模块；接收扇区天线4209是扇区#1用的接收天线；扇区接收部4210是对扇区#2的接收信号进行解调、提取必要的信息的模块；接收扇区天线4211是扇区#2用的接收天线；扇区接收部4212是对扇区#3的接收信号进行解调，提取必要的信息的模块；接收扇区天线4213为扇区#3用的接收天线。
其中，关于扇区接收部4208到扇区接收部4212的构成，因为与本实施方式的本质无关所以不进行详细的说明。只要可以传输来自接收机的信号，根据来自接收机的信号可以确定该接收机配置在哪个扇区，便可以采用任何方式。具体地说，如果是在PDC(Personal Digital Cellular)、GSM(Global System for Mobile communications)、CDMA(Code DivisionMultiple Access)等蜂窝系统中使用的方法则均可以使用。
从扇区发送部4202到扇区发送部4206具有相同的构成。
如上所述，本实施方式的发送机，将与连续的传播路径推定用子载波相乘的码之间的相位差φ为恒定、并且连续的M个(M为大于等于2的整数)子载波各自的码和与其他发送机的同一子载波相乘的码彼此正交的码进行复数相乘得到的码作为传播路径推定用子载波发送到接收机，对于同一接收机，同时与其他发送机联动地使用同一频带发送同一数据时，对第m个(m为大于等于1且小于等于进行通信的频带的子载波总数的整数)子载波，对由数据来调制后的相位进一步赋予(m-1)×φ的相位旋转而发送。
图16是表示扇区发送部的构成的方框图。纠错编码部4301是对扇区控制部4201发送来的数据进行纠错编码的模块；映射部4302是将施以纠错编码后的信号分配给OFDM码元的各个子载波的模块；传播路径推定用子载波生成部4303生成根据扇区控制部4201指示的第一码信息而被插入的传播路径推定用子载波的模块；开关部4304在扇区控制部4201所指示的定时下将被指示的子载波的数据切换为映射后的信号和传播路径推定用子载波的模块；相位控制部4305是控制扇区控制部4201所指示的定时、以码来指示的子载波的子载波相位的模块。
另外，IFFT部4306是将各个子载波的数据即将频率轴信息进行快速傅立叶反变换(IFFT)的处理变换为时间轴信号的模块；并行/串行(P/S)变换部4307是使IFFT部4306的输出成为串行信号的模块；保护间隔(GI)插入部4308是将OFDM码元的一部分作为保护间隔进行插入的模块；数字/模拟(D/A)变换部4309是将数字信号变换为模拟信号的模块；无线部4310是将从D/A变换部4309输出的基带信号变换为实际从天线输出的频带，放大到必要的功率的模块。
以下，说明如何发送图13A所示的帧格式的信号。
首先，扇区控制部4201在某个程度时间内暂时蓄积发送到各个接收机的数据。同时利用从扇区接收部4208、扇区发送部4210、扇区接收部4212(以下为扇区接收部组)得到信息，判断哪个接收机包含在哪个扇区中。然后，对将蓄积的发送数据给向哪个扇区发送进行分配。如果对各个扇区决定了发送数据，则决定发送该数据的数据时隙4004的分配。如果数据时隙4004的分配结束，则生成与该分配状态对应的控制时隙4003的内容。
如果决定了发送内容则对于扇区发送部组的传播路径推定用子载波生成部4303设定用于发生同步用信号4002的码。该同步用信号基本是任意一种均可，只要是在时间轴上观察时自相关仅在一处且存在成为峰值的信号则可以容易确保在接收机侧的同步性能，因此通常选择这样的码。同时，将开关部4304切换到传播路径推定用子载波生成部4303侧，另外将相位控制部4305的每个子载波的相位旋转量设为0，以后从无线部输出同步用信号4002。接着，对传播路径推定用子载波生成部4303设定该扇区所使用的传播路径推定用子载波，这里设定预先分配给扇区的前述的沃尔什码的任一个。
同时，控制时隙4003的内容输入到纠错编码部4301。而且，切换开关部4304进行控制，以使在控制时隙4003的第一个OFDM码元的奇数子载波中包括传播路径推定用子载波，在第4个OFDM码元的偶数子载波中包括传播路径推定用子载波，而且在此外的子载波中发送控制时隙4003的内容。相位控制部4305的各个子载波的相位旋转量保持为0。
接着控制时隙4003进行数据时隙4004的发送。数据时隙4004的内容输入到纠错编码部4301。开关部4304切换到映射部4302侧，向后级输送所有数据时隙。
在发送数据时隙的内容期间扇区控制部预先生成用下一帧发送的数据，在下一帧开始定时下由同步用信号4002的发送处理其相同地进行处理。通过重复以上的步骤，可以发送图13A所示的帧格式的信号。
接着，对进行软合并法时的基站的动作进行说明。
扇区控制部4201(图15)在作为来自扇区接收部组的信息的接收机判断位于扇区边界时使用软合并法。这里，判断是否使用软合并法的信息，可以考虑使用后述的接收机在各个扇区中的接收功率。此时，扇区控制部4201为了软合并法，在邻接的扇区间在同一时间分配子信道的时隙。假设软合并用的时隙中附加了专用传播路径推定用子载波。通过将使用专用传播路径推定用子载波的时隙配置在帧的后侧，由此将不使用专用传播路径推定用子载波的通常的时隙配置在帧的前侧，从而配置在帧开头的传播路径推定用子载波的附近，因此在接收时提高对帧整体的解调性能。
如果决定了数据时隙4004的分配，则扇区控制部4201(图15)按照上述的步骤发送同步用信号4002(图13A)，发送控制时隙4003，进行数据时隙4004的发送。进行软合并的时隙被发送时，扇区扇区控制部4201在传播路径推定用子载波生成部4303中设定专用传播路径推定用子载波的码。该码在原理上是何种码均可，到那时在本实施方式中为了便于理解，均使用1的码。与控制时隙同样，通过切换开关部4304来附加专用传播路径推定用子载波。同时扇区控制部通过操作相位控制部4305，使用该扇区中设定的码，对包含该时隙的子信道进行相位控制。这里使用的码是图14B所示的码，因此其中选择三个码分配到各个扇区使用。在本实施方式中，其中的4101a、4101b、4101c所示的码分别在扇区#1～#3中使用。
图17是表示相位控制部4305(图16)的构成图。相位控制部4305由复数相乘部4401和相位信息生成部4402构成，复数相乘部4401对各个子载波乘以多个复数；相位信息生成部4402根据从扇区控制部4201得到的码信息，生成与各个子载波相乘的值。在图17中表示了在第一子信道中采用了码4101b(图14B)的情况。一个码长为8，一个子信道的子载波数量为64，因此在相位信息生成部4402中生成将扇区控制部4201指示的码重复8次后的码，并与指示的子信道的各个子载波相乘。未被指示相位控制的子载波乘以1不改变相位。通过这样控制，输出只有对被指示的子信道进行了相位调整的信号。
在图17所示的例子中，将邻接子载波间的相位差设定成π/4、以及后级的IFFT以1024点进行处理，通过这样，根据傅立叶变换公式的以下式(3)的关系，生成仅仅第一子信道循环128个抽样的信号。
(数学式2)
S(f)e-j2πfτ⇔s(t-τ)...(3)]]>
在进行该软合并的时隙中，在各个扇区改变该相位控制用的码时，仅在该时隙中向各个扇区发送内容相同且循环次数不同的信号，得到使用CDT分集所带来的路径分集效果。
图18是表示本实施方式的接收机的构成的方框图。接收天线部是4501是接收电波，变换为电信号的模块；无线接收部4502是从接收到的信号中选择需要的信号，变换为基带信号的模块；A/D变换部4503是将模拟的基带信号变换为数字信号的模块；同步部4504是使用同步用信号4002进行频率和帧整体的时间同步的模块；GI去除部4505是从接收到的信号中去除GI的模块；S/P变换部4506是使信号成为并行信号，能进行快速傅立叶变换(FFT)的模块。
另外，FFT部4508是对输入信号进行FFT的模块；码选择部4509是根据控制部4515的指示，选择与各个子载波的数据相乘的码的模块；码相乘部4510是将码选择部4509输出的码与各个子载波的数据相乘的模块；传播路径推定部4511是根据乘以码后的各个子载波的数据，推测传播路径的模块；解映射部4518是将映射到各个子载波的数据作为数据串提取的模块；数据解调部4512是利用传播路径推定部4511推定的传播路径信息进行接收数据的解调的模块；扇区功率推定部4513是根据乘以码后的各个子载波的数据，推定当前接收的多个扇区的接收功率的模块；纠错部4514是对解调后的接收数据进行纠错解码的模块；控制部4515是根据接收数据的内容，控制各个模块，使用上行链路发送部4516将必要的信息传送到基站的模块；上行链路发送部4516是将发送到其他基站的信息数据发送到基站的模块；控制信息解调部4517是对控制时隙4003进行解调，判断以后如何接收数据时隙的模块。
其中，上行链路发送部4516因为不是本实施方式的本质内容，所以省略其详细说明，只要是基站可以接收的方法使用，便可以任何一种均可。
以下，对这样构成的接收机的动作进行说明。接收机用接收天线4501接收电波，用无线接收部4502提取需要的信号并变换为基带，由A/D变换部4503变换为数字信号。同步部4504利用该信号中配置在帧开头的同步用信号4002(图13A)进行帧整体的时间同步。时间同步的方法可以是任何一种方法。
作为一例有测定同步用信号4002的时间波形和接收信号的波形的互相关，将相关值最高之处作为帧开始时间的方法。在以后的模块中，进行时间同步，以OFDM码元单位进行处理。在GI去除部4505中去除GI，在S/P变换部4506使信号成为并行信号，变换为由FFT部4507处理的形式。
在接收机中最初由控制部4515利用码选择部4509、码相乘部4510、以及扇区功率推定部4513测定从各个扇区的天线发送来的信号的接收功率。在测定各个扇区的接收功率的方法中存在各种方法，使用任一种方法均可以。作为其中一例可以使用以下方法：对包含了传播路径推定用子载波的控制时隙4003(图13A)的信号进行FFT，对提取的包含了传播路径推定用子载波的子载波信号，乘以各个扇区所使用的传播路径推定用子载波的码的复共轭之后，对各个子载波的振幅取均方(square mean)，从而得到各个扇区的接收功率。控制部4515使用上行链路发送部4516，作为当前包括扇区功率最大的扇区号码的扇区，通知给作为基站的发送机。同时通知各个扇区的接收功率，以用于软合并法的控制。以后，接收机定期地测定扇区功率，向基站定期地通知扇区相关的信息。在通知了基站不包含的扇区号码后，转移到该扇区的接收动作。
首先接收机接收控制时隙，使用包含的传播路径推定用子载波进行传播路径推定。在本实施方式所使用的传播路径推定用子载波因为插入在时隙内的多个时间，所以可以以各种方法求得传播路径。
图19是用于说明本实施方式的传播路径推定方法的一例的图。
图19A是从一个时隙中提取8个子载波的图。最初控制部4515(图18)针对码选择部4509进行设定，以便要接收的扇区输出控制时隙中的传播路径推定用子载波中所使用的码的复共轭。接着，使用码相乘部4510，对接收到的信号的第1个OFDM码元的配置了传播路径推定用码的子载波的信号，乘以该扇区进行发送时在时隙前半所使用的码、这里是第1、3、5、7个码组、即传播路径推定用子载波4601的复共轭，求得第1个OFDM码元的相应的子载波的传播路径。接着对第4个OFDM码元的配置了传播路径推定用码的子载波信号，乘以该扇区进行发送时在时隙后半所使用的码、这里是第2、4、6、8个码组、图中的4602复共轭，求得第4个OFDM码元的相应的子载波传播路径。
接着，求得第1个OFDM码元的未配置传播路径推定用码的子载波传播路径。图19B的4603表示该子载波。这些子载波的传播路径通过线性插值之前求得的第1个OFDM码元的子载波传播路径而求得。同样，求得第4个OFDM码元的未配置传播路径推定用码的子载波传播路径。图19B的4604表示该子载波。该子载波的传播路径同样也对之前求得的第4个OFDM码元的子载波的传播路径进行线性插值而求得。
使用该求得的第1个OFDM码元的传播路径和第4个OFDM码元的传播路径，来求得剩下的码元的各个子载波的传播路径。在本实施方式中通过线性插值某个子载波的第1个OFDM码元的传播路径和第4个OFDM码元的传播路径，求得剩下的OFDM码元的传播路径。图19C表示在第1子载波中进行线性插值求得的子载波示为4605。这样，通过对所有的子载波进行插补，即使在时隙内的传播路径变动的情况下也可以跟踪变动进行传播路径的推定。
这里，对子载波的一部，推定8个子载波量的情况进行了说明，但是作为一个时隙量的64个子载波或全部时隙量的768个子载波情况下也用同样的方法来推定传播路径。
另外，在要解调的时隙中在没有包括传播路径推定用子载波的情况下，利用时间上前后的时隙或频率方向上不同的时隙的传播路径推定用子载波，但是此时在延长包含传播路径推定用子载波的时隙内的时间变动量进行推定时，有时会使误差增大。此时通过将包含传播路径推定用子载波的时隙内的传播路径的平均值作为其他时隙的推定值使用，可以减少误差。
与传播路径推定同时利用解映射部4518提取控制时隙内的数据，利用从传播路径推定部4511输出的传播路径信息在数据解调部4512中进行解调，在纠错部4514中施以纠错后，输入到控制信息解调部4517。在控制信息解调部4517中分析后续的数据时隙4005的分配信息，判断将哪个时隙以何种解调方式接收。
在发送接收到的时隙的时刻，控制信息解调部4517使解映射部4518、数据解调部4512、纠错部4514动作，提取接收数据。
解调控制信息的结果，在将接收的时隙作为专用传播路径推定用子载波使用的情况下，控制信息解调部4517请求控制部4515使用专用传播路径推定用子载波来重新推定该时隙的传播路径推定。推定方法基本部分与控制时隙4003的方法不变。但是控制部4515根据控制信息解调部4517的输出知道进行专用传播路径推定用子载波的解调的定时，在该解调的定时下操作码选择部4509，设定专用传播路径推定用子载波所使用的码的复共轭(在本实施方式中均为1)。
而且，以与控制时隙的传播路径推定用子载波同等的方法可以推定传播路径。然后使解映射部4518、数据解调部4512、纠错部4514动作，解调该时隙，则使用专用导频的时隙的解调也正常进行。
使用该专用传播路径推定用子载波的时隙进行CDT分集的路径分集的情况下和不进行CDT分集的路径分集的情况下均以同样的动作可以接收。这即使进行了CDT分集，从时间轴观察，在发送时用各个扇区的相位控制部4305相乘的码也不过只是使输出信号循环，从多个扇区发送并合成的信号也视为存在多路径的状态下接收原本设定在专用传播路径推定用子载波用的传播路径推定用子载波(在本实施方式中均为1)或数据部分接收的缘故。
按照以上所述进行动作，可以实现在扇区边缘仅特定的时隙进行CDT分集的发送机、接收机。
另外，在本实施方式中在不使用软合并法的数据时隙中没有附加传播路径推定用子载波，但是也可以附加控制时隙中使用的传播路径推定用子载波。此时虽然以数据时隙可发送的比特数减少，但是可以提高数据时隙的传播路径稳定性能。只要根据设想的通信环境来选择即可。
(第四实施方式)
在本实施方式中，表示了对从多个发送天线(特别是多个扇区)发送来的信号，在时间上切换CDT分集的应用(从多个扇区发送同一数据的情况)和不应用(在所有的扇区中发送不同的数据的情况)，而且在传播路径推定用子载波部中不适用CDT分集(不附加时间延迟)，仅对数据部分应用CDT分集的情况。
首先，在本实施方式中，作为对象的帧结构与第一实施方式记载的图1相同。这里，将附加在开头的一个码元的传播路径推定用子载波和与其紧接的9个码元的信息信号构成的合计10个码元的帧作为对象。但是，假设从一个扇区发送的一个帧中的所有频率子信道被一个使用者占有。
另外，传播路径推定用子载波在发送天线间不存在时间上的延迟，仅对数据部分附加时间上的延迟，得到CDT分集的效果。
图20是表示本实施方式中用于传播路径推定用子载波的码的一例的图。如图20所示，在本实施方式中，使用通过将4个码片的正交码重复子载波数量次而生成的码(4个码片的码重复192次后的码长为768个码)。这样通过使用每4个码片正交的码，在频率变动不那么剧烈的情况下，可以在经由不同传播路径的多个信号中维持正交性，不互相干扰地进行传播路径的推定。将上述的正交码E、F、G用于各个扇区的传播路径推定用子载波，因此以后将这些码称为扇区固有的正交码。
另外，图20所示的码，作为一例表示使用了OVSF(Orthogonal VariableSpreading Factor)码的情况，但是并不局限于此。
图21是表示本实施方式的发送机的构成的方框图。在该发送机中，传播路径推定用子载波在发送天线间不存在时间上的延迟，仅数据部分附加时间上的延迟，可以得到CDT分集的效果。但是图21与第一实施方式记载的图3几乎相同，不同点在于：在传播路径推定用子载波生成部6100、6200、6300中生成采用了图20所示的扇区固有的码的传播路径推定用子载波，发送到发送系统的多路复用部105、116、127；开关6108、6119、6130通过传播路径推定用子载波/数据切换信号，在通知了来自P/S变换部107、118、129的输出是数据部分的信号的情况下，根据与图3同样的CDT分集应用/不应用的切换，在CDT分集应用时P/S变换部107、118、129的输出输入到时移部109、120、137，在CDT分集不应用时，将P/S变换部107、118、129的输出输入到GI插入部110、121、138，并在通知来自P/S变换部107、118、129的输出是传播路径推定用子载波部分的信号的情况下，将P/S变换部107、118、129的输出输入到GI插入部110、121、138；以及控制部6101除了CDT分集应用/不应用的通知信号以外，还将传播路径推定用子载波/数据切换信号通知给开关6108、6119、6130。
图21是表示纠错编码部102、113、124；S/P变换部103、114、125；映射部104、115、126；多路复用部105、116、127；IFFT部106、117、128；P/S变换部107、118、129；时移部109、120、137；GI插入部110、121、132；D/A变换部111、122、133；无线发送部112、123、134；天线部135与上述第一实施方式(参照图3)相同，所以赋予统一附图标记省略其说明。
图22是表示本实施方式中的接收机的构成的方框图。
图22的天线部150、无线接收部151、A/D变换部152、同步部153、GI去除部154、S/P变换部155、FFT部156、传播路径推定用子载波提取部157、传播路径补偿部163、纠错解码部164与上述第一实施方式(参照图5)相同，因此赋予同一码省略其说明。
从传播路径推定用子载波提取部157输出的传播路径推定用子载波，在传播路径推定部6400-1、2中分别使用来自各个扇区的传播路径推定用子载波进行传播路径推定，所得到的传播路径推定值分别输出到相位旋转部6401-1、2。在相位旋转部6401-1、2中按照控制部6403所通知的相位旋转量θ，将k·θ的相位旋转附加在第k个子载波，并输出到加法器6402。在加法器6402中，相加来自相位旋转部6401-1、2的输出，输出到开关6161。
如上所述，本实施方式的接收机，根据发送机的数量，以不同的方法推定传播路径信息。另外，本实施方式的接收机，在从多个发送机接收到同一数据时，计算来自各个发送机的传播路径信息，进而根据各个传播路径信息，计算出接收数据时的所合成的传播路径信息。
图23是表示本实施方式的传播路径推定部6400-1、2(这里总称为6400)的构成的方框图。传播路径推定部6400-1、2由码相乘部158和解扩频部159构成。由码相乘部158对传播路径推定用子载波提取部157的输出乘以图20所示的扇区固有的正交码的复共轭，并将该输出输出到解扩频部159。另外，传播路径推定部6400-1的输出，也输出到开关6161。在解扩频部159中，对码相乘部158的输出按每4个码片进行积分，通过计算其平均值得到每4个码片(4个子载波)的传播路径推定值，这作为传播路径推定部6400-1、2的输出，输出到相位旋转部6401-1、2。
另外，从控制部6403通知的扇区固有的正交码输入到码相乘部158、解扩频部159。
在开关6161中假设根据包含在传播路径推定部6400-1中的码乘法部158、传播路径推定部6400-1、以及相加部6402得到三种输入，但是除此以外根据控制部输出的选择信号，在接收机的接收信号状态良好、可得到足够的信号质量的情况下，将码乘法部158的输出作为传播路径推定值输出到传播路径补偿部163，在接收机的接收信号状态恶化、不能得到足够信号质量的情况下，将传播路径推定部6400-1的输出作为传播路径推定值输出到传播路径补偿部163，在进行CDT分集的情况下，将相加部6402的输出作为传播路径推定值输出到传播路径补偿部163。
另外，在控制部6403中，在未进行CDT分集的情况下，传播路径推定部6400-1、2被通知期望扇区的扇区固有的正交码，在进行CDT分集的情况下，传播路径推定部6400-1、2被通知期望扇区的扇区固有的正交码。
另外，在控制部6403中，在图21记载的发送机(在基站中)应用CDT分集时，在某个扇区中附加在数据部分的延迟时间作为T的情况下，将用θ＝2π·fc·T求得的相位旋转量θ，通知给各个相位旋转部6401-1、2，进行上述相位旋转处理。另外fc表示OFDM传输时的子载波间隔。
进而，在控制部6403中将下述情况作为选择信号通知给开关6161：接收机的接收信号状态良好可以得到足够的信号质量的情况；接收机的接收信号状态差不能得到良好的信号质量的情况；以及，进行CDT分集的情况。
另外，上述θ在接收机中是已知的或事先被通知的。
如上所述，在本实施方式的发送机中，以M个(M为大于等于2的整数)的子载波单位正交的码以子载波单位相乘作为传播路径推定用子载波进行发送，在发送数据的OFDM码元中，第k个(k为大于等于1且小于等于子载波总数的整数)的子载波，对由数据来调制后的相位进一步赋予(k-1)×φ相位旋转而发送，进而对于同一接收机，同时与其他发送机联动地发送相同数据时，将φ作为不同的值进行发送。
通过使用图21和图22记载的发送机以及接收机，在传播路径推定用子载波区间中，尽管在发送天线间不存在时间上的延迟，通过仅对数据区间附加时间延迟，可以得到CDT分集的效果，另外即使在对传播路径推定用子载波利用OVSF码等正交码等的情况下，可以保持从各个扇区发送的传播路径推定用子载波间的正交性，抑制传播路径推定时的推定误差。
另外，在以上说明过的实施方式中，实现图3、7、21的传播路径推定用子载波生成部、控制部、纠错编码部、串行/并行变换部、映射部、多路复用部、IFFT部、并行/串行变换部、开关、时移部、GI插入部、数字/模拟变换部、112、无线发送部、图5、8、22的无线接收部、模拟/数字变换部、同步部、GI去除部、S/P变换部、FFT部、传播路径推定用子载波提取部、码相乘部、解扩频部、控制部、开关、功率计算部、传播路径补偿部、纠错解码部的功能的程序记录在计算机可读取的记录介质中，并且使计算机系统读取记录在该记录介质中的程序并执行，从而进行发送机或接收机的控制也可。另外，所谓“计算机系统”包括OS和周边设备等硬件。
另外，所谓“计算机可读取的记录介质”，是指软盘、光磁盘、ROM、CD-ROM等可移动介质，内置在计算机系统中的硬件等的存储装置。进而所谓“计算机可读取的记录介质”还包括如通过互联网等网络或电话线路等通信线路发送程序时的通信线路这样的短时间动态保持程序的介质；以及在此时的服务器或客户端的计算机系统内部的易失性存储器那样的、一定时间保持程序的介质。另外，上述程序，也可以实现上述功能的一部分，也可以将上述功能与已经记录在计算机系统中的程序组合来实现。
以上，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明，但是具体的构成并不局限于该实施方式，还包括在不脱离本发明主旨的范围的设定等。
产业上的应用可能性
本发明可以应用于在采用OFDM方式的蜂窝系统中，对传播路径推定用子载波乘以码进行通信的发送机、OFDM通信系统以及发送方法中，可以防止传播路径推定用子载波互相干扰，提高传播路径推定精度，提高通信质量。