转导调谐电路与相关方法.pdf

本发明是提供一种转导调谐电路与相关方法，以在转导－电容滤波器系统中调整转导系数。本发明调谐电路是以具有常数振幅与周期的周期性输入信号来触发转导单元对电容充放电，以建立输出信号，并以振幅检测反馈电路来依据此输出信号的振幅来调整该转导单元的转导系数，以将输出信号的振幅锁定至预设振幅范围。由于输出信号的振幅取决于转导系数与电容值的比值，当输出信号的振幅被锁定时，此比值也就会被锁定于预设的值，达到转导调谐的目的。

1.  一种转导调谐电路，其包含有：
转导单元，其可接收输入信号并提供对应的驱动信号，以使该驱动信号的值对应于该输入信号的电平与转导系数，且该转导单元可根据控制信号的值来调整该转导系数；
电容模块，用来接收该驱动信号来充放电以提供对应的输出信号；以及
振幅检测反馈电路，其可根据该输出信号的电平而调整该控制信号的值，并利用反馈该控制信号来将该输出信号的电平振幅锁定至预设的振幅范围；
其中该输入信号是一个具有常数振幅的周期信号，而该转导单元系使该驱动信号的电流值对应于该转导系数与该输入信号电平的乘积，该转导单元系使该转导系数的值随该控制信号的值具有正相关的关系，使该转导系数会随控制信号的值增加/减少而同步地增加/减少。

2.  根据权利要求1所述的转导调谐电路，其中当该输出信号的电平超过预设的目标范围时，该振幅检测反馈电路会调整该控制信号的值而反馈使该转导单元减少该驱动信号的值；当该输出信号的电平在该预设的目标范围内时，该振幅检测反馈电路会调整该控制信号的值而反馈使该转导单元增加该驱动信号的值。

3.  根据权利要求1所述的转导调谐电路，其中该振幅检测反馈电路包含有：
峰值检测器，用来检测该输出信号的电平振幅，并根据检测结果提供对应的预控制信号；以及
低通滤波器，其可根据该预控制信号提供该控制信号，并将该控制信号反馈至该转导单元。

4.  根据权利要求3所述的转导调谐电路，其中该峰值检测器包含有：
比较模块，用来比较该输出信号的电平是否超过预设的目标范围；以及
电荷泵浦以及至少一第二电容模块，该电荷泵浦可根据该比较模块的比较结果而对该第二电容模块充放电，使该第二电容模块可根据该比较模块的比较结果而提供该预控制信号。

5.  根据权利要求4所述的转导调谐电路，其中当该输出信号的电平超过该预设目标范围时，该比较模块可使该电荷泵浦对该第二电容模块放电，使该预控制信号的电平降低，以连带地减少该控制信号的值；当该输出信号的电平在该目标范围内时，该比较模块可使该电荷泵浦对该第二电容模块充电，使该预控制信号的电平升高，以连带地使该控制信号的值增加。

6.  根据权利要求1所述的转导调谐电路，其是应用于滤波器系统，该滤波器系统中包含有至少一滤波器，各滤波器中另设有至少一对应的转导单元，而该转导调谐电路可利用该控制信号来调整各滤波器的转导单元的转导系数。

7.  一种调整转导系数的方法，包含有：
提供输入信号并根据转导系数与输入信号产生对应的驱动信号，以使该驱动信号的值对应于该输入信号的电平与该转导系数；
以该驱动信号向电容模块进行充放电，并根据充放电的情形提供对应的输出信号；以及
根据该输出信号的电平而调整该转导系数；
其中该驱动信号的值是随该转导系数的增减而同步地增减。

8.  根据权利要求7所述的方法，还包含：
反复进行该些步骤，以将该输出信号的电平振幅锁定至预设的振幅范围，藉此来锁定该转导系数。

9.  根据权利要求7所述的方法，其中根据该输出信号的电平调整该转导系数时，若该输出信号电平超过预设的目标范围，则使该转导系数减少；反之，则使该转导系数增加。

10.  根据权利要求7所述的方法，其是运用于滤波器系统，该滤波器系统中包含有至少一滤波器，各滤波器中是另根据对应的转导单元的转导系数来实现滤波功能，而该方法还包含有：在调整该转导系数时，同时调整各滤波器中的转导单元的转导系数。

转导调谐电路与相关方法
技术领域
本发明提供一种转导调谐电路及相关方法，尤指一种经由振幅锁定回路来调谐转导系数的转导调谐电路及相关方法。
背景技术
在现代化的信息社会中，各种文件、数据、数据与影音信息都能以电子信号的方式来交换、处理、传输。因此，用来处理电子信号的各种信号处理电路，也就成为了现代信息社会最重要的硬件基础之一。
信号处理电路多半以各种各样的滤波器组合而成。如本领域技术人员所知，实现滤波器的技术之一就是以转导单元(transconductor cell，或被通称为Gm cell)来组合出所欲实现的滤波器转移函数(transfer function)。转导单元是一种能依据转导系数而将输入电压转换为输出电流的电路，由于其能将输入的电压转换为输出电流，故具有转导的功能，而输出电流/输入电压间的转换关系(比值)就由转导单元本身的转导系数来决定。将一个转导单元搭配一个电容就能实现出一个积分器(integrator)，而适当地组合多个积分器，就能实现出各种滤波器转移函数。举例来说，组合两个转导单元与两个电容，就能实现出一阶(first order)的转移函数。组合四个转导单元与电容，则能进一步实现出二阶的转移函数，以此类推。而以转导单元搭配电容所实现出来的滤波器，就可称为转导-电容(Gm-C)滤波器。转导-电容滤波器可用来实现高频、连续时间(continuous time)的滤波功能，故也成为现代信息厂商的研发重点。
在以转导单元搭配电容所实现的转导-电容滤波器中，其滤波器的特性也就由各转导单元的转导系数与各电容的电容值来决定。譬如说，滤波器的频宽、滤波器转移函数的极点(pole)、零点(zero)位置及增益等等，都会和转导系数、电容值有关。其中，转导系数与电容值的比值(Gm/C，以下称转导-电容比)是最重要的参数之一，因为此比值通常会主控(dominate)滤波器的频域特性(像是滤波器转移函数的极点、零点位置等等)。然而，由于制程变异与操作温度等不理想因素，转导单元的转导系数与电容的电容值常会有所漂移而偏离电路设计者原先设定的设计值，连带也使得转导-电容比也会随的漂移，因此也使得滤波器的实际特性偏离电路设计者原先预期的滤波器特性。
为了抵抗制程、温度等不理想因素，在一般的转导-电容滤波器中会采用转导可调式的转导单元，并搭配一个转导调谐电路来调整各个转导单元的转导系数，以补偿不理想因素所导致的特性漂移。在转导可调式的转导单元中，其转导系数是可受控调整的，而转导调谐电路的功能就是为转导-电容滤波器中的各个转导单元适当地调整其转导系数，使滤波器特性(尤其是转导-电容比)能抵抗不理想因素，不易因制程、温度等因素而漂移。举例来说，在实际实现转导-电容滤波器时，若因半导体制程有所变异而导致滤波器中各电容的电容值比原先设计值增加了5％，则当该转导调谐电路运行时，就可适当地调整滤波器中各转导单元的转导值，使转导值也比原先的设计值约略增加5％。这样一来，转导-电容比就会被适当地补偿，使转导-电容比趋近于原先的设计值，维持滤波器应有的特性。
不过，在已知的各种转导调谐电路及技术中，已知的转导调谐电路常因电路过于复杂而占用较多的布局面积、耗用较多的功率，使得转导-电容滤波技术设计制造的时间、成本、布局面积与耗用功率都会增加，不利于转导-电容滤波技术的应用。
发明内容
本发明即是要提供一种较佳的转导调谐电路及相关方法，其能以较精简、布局面积较小、功率消耗较少的电路来实现转导调谐的功能，以克服现有技术的缺点，并使转导-电容滤波技术能更容易、更精确地实现。
本发明提供一种转导调谐电路，其包含有：转导单元，其可接收输入信号并提供对应的驱动信号，以使该驱动信号的值对应于该输入信号的电平与转导系数，且该转导单元可根据控制信号的值来调整该转导系数；电容模块，用来接收该驱动信号来充放电以提供对应的输出信号；以及振幅检测反馈电路，其可根据该输出信号的电平而调整该控制信号的值，并利用反馈该控制信号来将该输出信号的电平振幅锁定至预设的振幅范围；其中该输入信号是一个具有常数振幅的周期信号，而该转导单元是使该驱动信号的电流值对应于该转导系数与该输入信号电平的乘积，该转导单元是使该转导系数的值随该控制信号的值具有正相关的关系，使该转导系数会随控制信号地值增加/减少而同步地增加/减少。
在本发明一实施例中，其中当该输出信号的电平超过预设的目标范围时，该振幅检测反馈电路会调整该控制信号的值而反馈使该转导单元减少该驱动信号的值；当该输出信号的电平在该预设的目标范围内时，该振幅检测反馈电路会调整该控制信号的值而反馈使该转导单元增加该驱动信号的值。
在本发明一实施例中，其中该振幅检测反馈电路包含有：峰值检测器，用来检测该输出信号的电平振幅，并根据检测结果提供对应的预控制信号；以及低通滤波器，其可根据该预控制信号提供该控制信号，并将该控制信号反馈至该转导单元。
在本发明一实施例中，其中该峰值检测器包含有：比较模块，用来比较该输出信号的电平是否超过预设的目标范围；电荷泵浦以及至少一第二电容模块，该电荷泵浦可根据该比较模块的比较结果而对该第二电容模块充放电，使该第二电容模块可根据该比较模块的比较结果而提供该预控制信号。
在本发明一实施例中，转导调谐电路是应用于一滤波器系统，该滤波器系统中包含有至少一滤波器，各滤波器中还设有至少一对应的转导单元，而该转导调谐电路可利用该控制信号来调整各滤波器的转导单元的转导系数。
本发明提供一种调整转导系数的方法，包含有：提供输入信号并根据转导系数与输入信号产生对应的驱动信号，以使该驱动信号的值对应于该输入信号的电平与该转导系数；以该驱动信号向电容模块进行充放电，并根据充放电的情形提供对应的输出信号；以及根据该输出信号的电平而调整该转导系数；其中该驱动信号的值是随该转导系数的增减而同步地增减。
在本发明一实施例中，该方法还包含：反复进行该些步骤，以将该输出信号的电平振幅锁定至预设的振幅范围，藉此来锁定该转导系数。
在本发明一实施例中，其中根据该输出信号的电平调整该转导系数时，若该输出信号电平超过预设的目标范围，则使该转导系数减少；反之，则使该转导系数增加。
在本发明的一实施例中，该方法是运用于滤波器系统，该滤波器系统中包含有至少一滤波器，各滤波器中是另根据对应的转导单元的转导系数来实现滤波功能，而该方法还包含有：在调整该转导系数时，同时调整各滤波器中的转导单元的转导系数。
在本发明的转导调谐电路中，由于仅需使用转导单元，故可大幅降低转导调谐电路的整体功率消耗与布局面积，能以更经济、更精简的电路结构来辅助转导-电容滤波器，使转导-电容滤波器能精确地实现其滤波特性。
附图说明
第1图为一种传统转导调谐电路的功能方块示意图。
第2图为本发明转导调谐电路设置于滤波器系统中的功能方块示意图。
第3图示意的是第2图中转导调谐电路的操作原理。
第4图示意了第2图中振幅检测反馈电路的一种实施例。
第5图进一步示意了第4图中转导调谐电路的一种实施例。
第6图示意的是第5图中转导调谐电路的操作原理。
第7图为本发明转导调谐电路搭配二阶转导-电容滤波器的应用情形。
[主要元件符号说明]
10、30            调谐电路
12                频率/相位检测器
14、52            电荷泵浦
16                低通滤波器
18                压控振荡器
20、24、32、42    转导单元
22、38            转导-电容滤波器
34、54            电容模块
36                振幅检测反馈电路
40                滤波器系统
46                峰值检测器
48                低通滤波器
50                比较模块
56A-56B           比较器
58                或门
60A-60B           电流源
62                参考源电路
T                 周期
Vo_M、Vi_M                振幅
Vpc                       预控制信号
Gm、Gm(1)-Gm(N)、Gm1-Gm5  转导系数
Io、Ia、Id                电流
C、C2、Ca、Cb、Cx         电容
Wr                        参考时钟
Wo、CK                    时钟
Vc0、Vc                   控制信号
Vi                        输入信号
Vo                        输出信号
Vtar+、Vtar-、Vi+、Vi-电压
Vcmp、Vsi、Vso            信号
Sa、Sd                    斜率
t1-t7、ta-td              时间
Ta、Td                    时段
k0-k2、Q                  参数
具体实施方式
请先参考第1图，其所示意的是传统转导调谐电路10(以下简称为调谐电路10)搭配转导-电容滤波器22形成滤波器系统的电路示意图。转导-电容滤波器22中设有多个转导单元24(并搭配多个电容，未图标)以组合实现出特定的滤波器转移函数，而调谐电路10即为一转导调谐电路，其是以锁相回路的原理来调整各转导单元24对应的转导系数，使转导-电容滤波器22的滤波器特性能抵抗制程、温度等变异所导致的特性漂移。
如第1图所示，调谐电路10是以频率/相位检测器12、电荷泵浦14、低通滤波器16及压控振荡器18形成锁相回路。其中，压控振荡器18可振荡出时钟Wo，频率/相位检测器12则可比较时钟Wo与另一个具有固定频率的参考时钟Wr，以检测出这两个时钟Wo、Wr间的频率及/或相位差异。频率/相位检测器12的检测结果会经由电荷泵浦14、低通滤波器16的处理而形成控制信号Vc0。此控制信号Vc0会反馈至压控振荡器18，使压控振荡器18适当地改变时钟Wo的频率。此锁相回路的目的，就是要使时钟Wo的频率锁定至参考时钟Wr的频率。
为了反映转导-电容滤波器22中的转导系数与电容值变化，压控振荡器18同样也是以多个转导单元20(并搭配多个电容，未图标)组合实现出来的。就如前面讨论过的，转导单元(搭配电容)就可实现出各种转移函数，故也可用来实现出压控振荡器18的振荡功能。因此，压控振荡器18的特性，像是振荡频率，也就受控于各转导单元20及对应电容的转导-电容比。而控制信号Vc0就是用来调整各转导单元20的转导系数，使压控振荡器18所振荡出来的频率(也就是时钟Wo的频率)能受控于控制信号Vc0。既然时钟Wo的频率取决于转导-电容比，当锁相回路稳定地达成锁相而使时钟Wo的频率锁定为默认值(也就是参考时钟Wr的频率)时，转导-电容比应该也就被锁定至预设的设计值，达到转导调谐的目的。而此控制信号Vc0也就可用来调整转导-电容滤波器22中的转导系数，使转导-电容滤波器22中的滤波器特性能抵抗制程、温度所导致的漂移。
举例来说，假设在实现第1图中的滤波器系统时，制程变异使得各电容的电容值大于原设计值。若在锁相回路开始运行之初，各转导单元20的转导系数还维持于原设计值，则时钟Wo的频率可能就会较低而不会符合参考时钟Wr的频率。当锁相回路反复地反馈以调整转导系数而稳定地达成锁相后，时钟Wo的频率会被锁定至参考时钟Wr的频率，这也就代表各转导单元20的转导系数已被适当地增加，以补偿电容值的增加。依据相同的调整程度来调整转导-电容滤波器22中的转导系数，也就能使转导-电容滤波器22的滤波特性趋近于原设计值，抵抗不理想因素所导致的特性漂移。
不过，第1图中的调谐电路10也有缺点。因为要以转导单元来实现具有振荡功能的转移函数时至少需实现出二阶的转移函数，故在压控振荡器18中，至少需要使用四个转导单元20(及对应的电容)，这样就会增加调谐电路10所占用的布局面积与功率消耗。此外，为了要避免参考时钟Wr耦合干扰转导-电容滤波器22的操作，参考时钟Wr的频率最好要高于转导-电容滤波器22运行的频率范围，而高频的参考时钟Wr会连带使整个调谐电路10也需运行于高频，使调谐电路10的功率需求更为增加。由于压控振荡器18的本质是产生振荡，而对电路来说，振荡就是一种不稳定，故在实现调谐电路10时，还需顾虑许多细节，像是压控振荡器18的起振时机等等，而这会增加调谐电路10的电路复杂程度与设计、制造的时间、成本。
为了克服传统调谐电路及相关技术的缺点，本发明提出了一种基于振幅锁定回路的转导调谐电路及相关方法。请参考第2图，其系为本发明转导调谐电路30(以下简称为调谐电路30)设置于滤波器系统40中的功能方块示意图。滤波器系统40中可设置有一个或多个转导-电容滤波器(第2图中以转导-电容滤波器38做为代表)，各转导-电容滤波器中可设有一个或多个转导单元42(及对应的电容，未图示)。而调谐电路30即为转导调谐电路，其可为滤波器系统40中的各个转导-电容滤波器调整转导系数，使各转导-电容滤波器的滤波器特性能够抵抗不理想因素所导致的漂移。
为了实现本发明振幅锁定回路的转导调谐技术，本发明调谐电路30中设有转导单元32、电容模块34及振幅检测反馈电路36。转导单元32可为转导可调式的转导单元，其可接收输入信号Vi并转导输出对应的输出电流Io做为驱动信号，以使该驱动信号的值(也就是电流Io的电流大小)对应于转导单元32本身的转导系数Gm(以及输入信号Vi的电平)。而转导单元32的转导系数Gm大小则受控于控制信号Vc。电容模块34中可设有至少一电容(第2图中以电容C做为代表)，用来接受电流Io的充放电，以在电容C上建立电压，作为输出信号Vo。振幅检测反馈电路36则可根据输出信号Vo的电平(像是电压电平)而调整控制信号Vc的值，以利用此反馈来将输出信号Vo的电平振幅锁定至预设的振幅范围。譬如说，当输出信号Vo的电平超过预设的目标范围时，振幅检测反馈电路36可调整使控制信号Vc的值以反馈使转导单元32调整转导系数Gm以减少输出电流Io的值；当输出信号Vo的电平在预设的目标范围内时，振幅检测反馈电路36则可调整控制信号Vc的值而反馈使转导单元32调整转导系数Gm以增加输出电流Io的值。
为了反映转导-电容滤波器38中的转导单元42的转导系数与电容值变化，转导单元32的电子特性是和转导-电容滤波器38中的各转导单元42相互耦合的。譬如说，各转导单元32与42可以用互相搭配的布局、制程实现于同一芯片中，使转导单元32能反映各转导单元42的特性。同理，对电容模块34的电容来说，其电容的特性也是和转导-电容滤波器38中的各电容相互耦合的(譬如说是用相搭配的布局、相同的制程及材料特性而实现于同一芯片中)，使这些电容的特性能呈现相同趋势的变化。
为了进一步说明本发明调谐电路30的运行情形，请继续参考第3图(并一并参考第2图)，第3图示意的即为调谐电路30的操作原理。当调谐电路30运行时，转导单元32会由输入信号Vi触发产生输出电流Io。在本发明中，此输入信号Vi可以是一个具有常数频率、常数振幅的方波电压信号。如第3图所示，输入信号Vi的电压振幅可以是Vi_M，而其周期则为常数T，使输入信号Vi的电压电平会在+Vi_M与-Vi_M间呈周期方波波形变化。受到此输入信号Vi的触发，转导单元32会依据Io(t)＝Gm*Vi(t)的关系转导输出电流Io，故电流Io的电流大小也就会在Gm*Vi_M与-Gm*Vi_M之间呈现方波波形的变化，如第3图中所示。
当电流Io输出至电容模块34，电流Io就会对电容C进行充放电，在电容C上建立锯齿波形电压，也就是输出信号Vo。如第3图所示，当电流Io在前半周期维持于Gm*Vi_M时，会对电容C充电而使输出信号Vo的电压电平呈线性上升。根据电流对电容充电的公式可知，输出信号Vo的电压上升幅度Vo_M就等于Gm*Vi_M*(T/2)/C。同理，在后半周期，电流Io转变为-Gm*Vi_M时，电容C就会对电流Io放电而使输出信号Vo的电压电平呈线性下降，其电压下降幅度亦为Gm*Vi_M*(T/2)/C。
由上述讨论可知，当周期T以及输入信号振幅Vi_M固定为常数时，输出信号Vo的电压振幅Vo_M将会取决于转导-电容比Gm/C。将电压振幅Vo_M的等式稍作整理，就可得到等式：Gm/C＝(Vo_M/Vi_M)*(T/2)。也就是说，当转导-电容比因不理想因素漂移时，输出信号Vo的电压振幅Vo_M也就会随之漂移。若能经由振幅锁定回路而将电压振幅Vo_M锁定至某一预设的设计值，那么，转导-电容比Gm/C也会被锁定至预设的设计值，而这也就是本发明进行转导调谐的原理。
换句话说，本发明的振幅检测反馈电路36会利用控制信号Vc反复地调整转导单元32的转导系数Gm，以便使输出信号Vo的电压变化范围锁定至预设的振幅范围(也就是将电压振幅Vo_M锁定至预设的设计值)。完成锁定时，转导-电容比自然就会趋近于预设的设计值，可以抵抗非理想因素导致的特性漂移。而对转导单元32调整转导系数Gm的控制信号Vc就可用来调整转导-电容滤波器38中的其它转导单元42(如第2图所示)，达到转导调谐的目的。等效上来说，只要将电压振幅(Vo_M/Vi_M)此比值锁定至某一设计值，就代表转导-电容比已被锁定至预设的设计值了。
举例来说，假设第2图中的滤波器系统40因制程变异而使各电路中的电容值都比原设计值高，而在振幅锁定回路运行之初，各转导单元42的转导系数还维持于原设计值。这样一来，当振幅锁定回路开始运行时，转导-电容比就会偏离原设计值，输出信号Vo的振幅亦会偏离其设计值而变得比较小。不过，振幅锁定回路会开始反复修正转导系数Gm的值，使输出信号Vo的振幅得以稳定地趋近于预设的振幅范围而达到振幅锁定。而在振幅锁定完成后，转导系数Gm势必也已经被适当地调大而足以补偿偏移变大的电容值，使滤波器系统40中的各转导-电容比都能趋近于原设计值，抵抗制程变异所带来的影响。
请继续参考第4图，延续第2图中的例子，第4图进一步示意了本发明中振幅检测反馈电路36的一种实施例。如第4图所示，在此实施例中，振幅检测反馈电路36中可设有峰值检测器46及低通滤波器48。峰值检测器46用来检测输出信号Vo的电压电平振幅，并根据检测结果提供对应的预控制信号Vpc。低通滤波器48则可根据预控制信号Vpc来提供控制信号Vc(譬如说是将预控制信号Vpc进行低通滤波以产生控制信号Vc)，并将控制信号Vc反馈至转导单元32，形成振幅锁定回路。
请参考第5图，其更进一步显示了第4图中调谐电路30的一种实施例。就如第5图所示，在本发明的一实施例中，峰值检测器46内可设有比较模块50、电荷泵浦52及另一电容模块54。另外，本发明调谐电路30还可搭配另一参考源电路62来运行。
普遍而言，差动型的电路单元比较能抵抗噪声，故在第5图的实施例中，也以差动型的转导单元32为例来说明本发明。差动型的转导单元32具有两个输出端，可分别输出两反相输出电流Io、-Io，以向电容模块34中的电容C充放电，建立输出信号Vo。比较模块50则可以比较输出信号Vo的电压电平是否超过预设的目标范围，并将比较结果输出为信号Vcmp。而电荷泵浦52就可根据比较模块50的信号Vcmp而对电容模块54中的电容C2进行充放电，使电容模块54可根据比较模块50的比较结果而在电容C2上建立电压以作为预控制信号Vpc。
一般来说，在可调式转导单元32(以及其它转导单元)中，控制信号Vc的电平(像是电压电平)会与转导系数Gm成正相关的关系，使转导系数Gm会随控制信号Vc的值增加/减少而同步地增加/减少。也就是说，控制信号Vc的电压电平越高，转导系数Gm的值也越高。在此情形下，峰值检测器46的操作情形可以描述如下：当输出信号Vo的电平超过该预设的目标范围时，比较模块50可使电荷泵浦52对电容模决54中的电容C2放电，使预控制信号Vpc的电压电平降低，以连带地减少控制信号Vc的值；反之，当输出信号Vo的电压电平在该预设的目标范围内时，比较模块50则可使电荷泵浦52对该电容模块54充电，使预控制信号Vpc的电压电平升高，以连带地使控制信号Vc的值增加。原则上，当输出信号Vo的电平超过该预设的目标范围时，代表转导系数Gm可能已经过大，故比较模块50可经由电荷泵浦52、电容模块54而降低控制信号Vc的值，反馈使转导系数Gm略减。反之，当输出信号Vo的电平在该预设的目标范围内时，转导系数Gm可能过小，故比较模块50就会经由电荷泵浦52、电容模块54而增加控制信号Vc的电平，以反馈使转导系数Gm略增。
为了实现上述功能，在比较模块50中可设有两比较器56A、56B，配合差动型的转导单元32，此两比较器56A、56B也可以是差动型的比较器。其中，比较器56A可比较输出信号Vo是否大于定值电压Vtar(电压Vtar就等于(Vtar+)-(Vtar-)，电压Vtar+、Vtar-为两个定值直流电压)，比较器56B则可比较输出信号Vo是否小于负的定值电压Vtar。因此，电压+Vtar、-Vtar也就定义为比较模块50的预设的目标范围；而两比较器56A、56B的比较结果则可经由或门58而整合为信号Vcmp。电荷泵浦52中则可设有两电流源60A及60B，可经由信号Vcmp的控制而分别对电容C2进行充电与放电。当信号Vcmp为高电平(也就是当输出信号Vo超过预设的目标范围而大于电压Vtar或小于-Vtar)时，电流源60B可用电流Id(其可为定值直流电流)为电容C2放电；反之，当信号Vcmp为低电平时，则改由电流源60A以电流Ia(亦可为定值直流电流)来为电容C2充电。其中，电流Ia与Id的电流大小间可具有固定的比例关系，也就是Ia∶Id＝1∶K，其中K为常数。
至于第5图中的参考源电路62，则是用来为调谐电路30提供各个定值直流电压。其中，如前一段所述，定值直流电压Vtar+、Vtar-即用来定义为比较模块50的预设的目标范围。定值直流电压Vi+、Vi-则可经由定频时钟CK的开关切换控制而产生周期性、具有定值振幅的输入信号Vi。如第5图所示，当时钟CK维持为某一电平(譬如说是高电平时)的相位时，输入信号Vi的电平就等于电压(Vi+)-(Vi-)；当时钟CK为另一电平(譬如说是低电平时)的相位时，输入信号Vi的电平就等于电压(Vi-)-(Vi+)。另外，若有需要控制差动型转导单元32(及其它各差动型的电路单元)的共模(common-mode)偏压，也可由此参考源电路62来提供定值的直流共模偏压。
为进一步说明第5图中各电路的操作情形，请继续参考第6图(并一并参考第5图)。第6图即是以第5图中各相关信号的波形来示意第5图中调谐电路30的操作原理，第6图的横轴为时间，各信号波形的纵轴则为电压大小。如第6图所示，随着输入信号Vi的周期性触发，输出信号Vo的电压电平也会呈现锯齿波形的变化，而比较模块50(第5图)就会检测输出信号Vo的电平是否超越预设的目标范围(在本实施例中，也就是由定值电压Vtar、-Vtar所定义出来的范围)，并提供对应的信号Vcmp来反映比较结果。譬如说，在时间t1至t2之间，输出信号Vo的电压电平在预设的目标范围内，故信号Vcmp为低电平，而电流源60A(第5图)就会为电容C2充电，使预控制信号Vpc的电压在此时段内呈现线性上升的趋势，其电压上升的斜率可表为Sa。到了时间t2至t3之间，输出信号Vo的电平开始超越目标范围，故信号Vcmp转为高电平，改使电流源60B来对电容C2放电，使预控制信号Vpc的电压在此时段内呈线性下降的趋势，其下降斜率可表为Sd。由于电流Ia∶Id＝1∶K，故斜率|Sa|∶|Sd|也会等于1∶K。
由第3图及相关讨论可知，输出信号Vo的时间变化率会和转导-电容比Gm/C成正比。因此，当转导-电容比大于预设的设计值时，锯齿波形的输出信号Vo会快速地上升/下降，在此情形下，输出信号Vo电压电平超越目标范围的幅度较大，电平维持于目标范围外的时间也会比较长，而电流源60B为电容C2放电的时间也会比较长，使预控制信号Vpc的电压电平呈现总体下降的趋势。像在第6图中，当在时间t1时，输出信号Vo快速地上升，其在时间t2、t3间的峰值就会以较大的幅度超越目标范围，维持于目标范围外的时间(也就是时间t2-t3间的时段)也会较长，使电流源60B能有较多的时间来为电容C2放电，这也使得预控制信号Vpc会呈现总体系下降的趋势，连带地，控制信号Vc(在第6图中以虚线表示)也会下降，以便反馈至转导单元32将转导系数Gm调小。这样一来，输出信号Vo变化的趋势就会稍微趋缓。相对地，若转导-电容比较小，输出信号Vo的时间变化率会较为缓慢，使输出信号Vo维持于目标范围内的时间增加，也使电流源60A能有更长的时间来为电容C2充电。因此，预控制信号Vpc会呈现总体上扬的趋势，使控制信号Vc增高，再反馈至转导单元32使转导系数Gm增加。
等锁相回路完成稳态的锁相后(譬如说在时间ta之后)，输出信号Vo在目标范围外的时间(像是时段Td)与输出信号Vo在目标范围内的时间(时段Ta)应该会呈现Ta∶Td＝K∶1的比例，配合电荷泵浦52充放电电流的比Ia∶Id＝1∶K，就刚好可使预控制信号Vpc呈现总体的稳定(也就是维持于常数)。连带地，控制信号Vc也就呈现稳定的定值，将转导系数Gm维持于固定值，此固定值也就可使转导-电容比维持于预设的设计值。
换句话说，只要在电流源60A、60B的比例1∶K中设定常数K的值，就可定义出振幅锁定完成的条件(也就是时段Ta∶Td＝K∶1)以及锁定时输出信号Vo的振幅(由第6图中可知，当振幅锁定时，输出信号Vo超出目标范围的幅度DV1+DV2将与目标范围DV会呈1∶K的比例，由此可得知输出信号Vo在振幅锁定后的振幅范围)，并连带地定义了转导-电容比的锁定值。也就是说，当设计者在进行电路设计时，就可由所需的转导-电容比反推常数K值的大小，并在电荷泵浦52中实现此常数K，振幅锁定回路运行时就能借着振幅锁定而将转导-电容比锁定至设计者所需的设计值。
请再度参考第5图，在第5图的参考源电路62中，各定值直流电压Vi+、Vi-、Vtar+、Vtar-等可用同一电阻分压器产生出来。虽然电阻分压器的电阻值可能会因制程、温度而有所漂移而连带使这些直流电压的值有所漂移，但各直流电压间相互的比例会维持固定。就如第3图及相关公式所示，只要能将振幅比(Vo_M/Vi_M)锁定至设计值，就能将转导-电容比锁定至设计值。其中，锁定时的振幅Vo_M会取决于电压Vtar+、Vtar-，振幅电压Vi_M则由电压Vi+、Vi-决定，因此，即使电压Vi+、Vi-、Vtar+、Vtar-的值有所漂移，只要各电压之间的比例关系维持一致，本发明仍然能以振幅锁定回路来将转导-电容比锁定至预设的设计值。
在此要强调的是，第5图、第6图中讨论的仅为本发明的一种实施例而已，本发明主要精神之一，就是以振幅锁相回路来达成调整转导系数的目的，只要能实现此技术精神的各种等效电路，均应为本发明的涵盖范围。譬如说，在第5图的实施例中，电容模块34内也可设有两个匹配的电容，各电容分别连接于差动型的转导单元32的两个电流输出端与地端之间，并以两电容的跨压差来作为输出信号Vo。
请参考第7图，延续第2图的例子，第7图是以二阶转导-电容滤波器的例子来说明本发明转导调谐电路30的应用。如第7图所示，转导-电容滤波器38中是以五个转导单元(各转导单元的转导系数分别为Gm1至Gm5)以及各个电容Ca、Cb与Cx组合而成，其可在输入信号Vsi与输出信号Vso之间实现一个二阶的转移函数(譬如说是拉普拉斯转换下的转移函数)。由第7图中的各等式可知，此转移函数的各项重要系数，如k1、k0、共振角频率w0与质量因素(quality factor)Q等滤波器特性参数均会与转导-电容比有关。而本发明调谐电路30就可利用振幅锁定回路的原理来将转导-电容比锁定为预设的设计值，确保转导-电容滤波器38的精确操作。
总结来说，相较于已知与传统技术，本发明仅需以单一的转导单元及搭配的电容即可依据振幅锁定回路的原理来为转导-电容滤波器实现转导调谐的功能，故本发明的转导调谐电路所占用的布局面积较小、功率消耗也较少，亦能减省电路设计制造的时间与成本，使转导-电容滤波技术能更方便、精确地被应用。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。