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一种功率变换系统，该功率变换系统能够将设置在直流中间电路中的平滑电容器的容量抑制在最小限度。在该功率变换系统中，整流器(1)与逆变器(2)之间具有平滑电容器(6)，其中，设置了一带相位差载波生成装置(301)，其在用于对整流器(1)进行PWM控制的载波(Cc)和用于对逆变器(2)进行PWM控制的载波(CI)之间赋予规定的相位差(Δ)，通过调整相位差(Δ)来降低流入平滑电容器(6)的电流，并减少平滑电容器(6)的容量。

1、  一种功率变换系统，在脉宽调制方式的整流器部分与脉宽调制方式的逆变器部分之间具有平滑电容器，其特征在于，
设置了相位差赋予装置，其对用于所述整流器部分进行脉宽调制的载波和用于所述逆变器部分进行脉宽调制的载波赋予相位差。

2、  如权利要求1所述的功率变换系统，其特征在于，
所述相位差被设定在30°以内的值。

3、  如权利要求1所述的功率变换系统，其特征在于，
所述相位差被设定成所述整流器部分的输出电流脉冲与所述逆变器部分的输入电流脉冲的重叠面积为最大时的相位差。

4、  如权利要求1所述的功率变换系统，其特征在于，
所述相位差被设定成流入所述平滑电容器的电流为最小时的相位差。

功率变换系统
技术领域
[0001]
本发明涉及一种在整流器部分与逆变器部分之间具有直流电压平滑用的电容器的功率变换系统，尤其是涉及一种整流器部分以及逆变器部分以脉宽调制方式动作的功率变换系统。
背景技术
[0002]
近年来，在以感应电动机和同步电动机为代表的交流电动机的控制中，开始使用被称为VVVF逆变装置等的可变频变压的功率变换系统。此时，一般使用中间隔着直流电路连接整流器部分(converter)和逆变器部分(inverter)而成的功率变换系统。
[0003]
而且，如图8所示，在上述的功率变换系统中，例如通过整流器将商用电源等供给的交流(三相交流电)变换成直流(直流电)，并向设置在直流中间电路上的平滑电容器充电，然后由逆变器将进行了充电的该平滑电容器的直流电压变换成具有作为负载的交流电动机所需要的电压与频率的交流(三相交流电)。
[0004]
以下对图8所示的功率变换系统进行详细说明。图示的功率变换系统被设置成具有整流器1和逆变器2，通过PWM(脉宽调制)对整流器1和逆变器2进行控制，采用整流器1将从交流的商用电源3经过电抗器7供应的三相交流电变换成直流电，通过逆变器2将该直流电变换成三相交流电，并供应给三相感应电动机等的电动机4。
[0005]
并且，在整流器1侧，首先将构成直流中间电路的平滑电容器6的端子间的电压作为直流电压e进行反馈，通过AVR(电压控制部分)101生成电源侧的电流指令iA^*，以使直流电压e与直流电压指令e^*相一致。然后，根据该电流指令iA^*，由ACR(电流控制部分)102生成电源侧电流与指令值相一致的整流器1电源侧的电压指令E^*。
[0006]
然后，进行控制，以通过PWM(脉宽控制部分)103，将载波生成装置104输出的三角波形的载波CA与该电压指令E^*进行比较，生成PWM控制用的驱动脉冲PA，使整流器1的各个开关元件SRP、SSP、STP、SRN、SSN和STN导通/截止，对平滑电容器6的端子电压进行稳定控制，同时改进交流电源3的电流波形以及功率因数。
[0007]
以下对逆变器2侧进行说明。首先，如上所述，在逆变器2侧作为负载连接有电动机4。此时，通过编码器5检测该电动机4的速度(旋转速度)R，并将其反馈，以通过ASR(速度控制部分)201生成逆变器2的电流指令iB^*，使该电动机4的速度与速度指令R^*相一致。
[0008]
然后，根据该电流指令iB^*，通过ACR(电流控制部分)202生成使电动机电流与指令值相一致的逆变器2电压指令V^*，并以此作为调制波，通过PWM(脉宽控制部分)203，将其与载波生成装置204输出的三角波形的载波CB比较，以生成PWM控制用的驱动脉冲PB，使逆变器2的各个开关元件SUP、SVP、SWP、SUN、SVN和SWN导通/截止，以向电动机4供应三相交流电。
[0009]
在上述PWM控制方式的功率变换系统中，整流器1的输出和逆变器2的输入均成为周期与载波相同的脉冲，此时，在图8所述的功率变换系统中，如上所述，整流器1侧的载波生成装置104和逆变器2侧的载波生成装置204单独设置，整流器1和逆变器2由与载波CA和载波CB不同的另外的载波单独地进行PWM控制，所以无法避免在整流器1侧的输出电流与逆变器2侧的输入电流间的脉冲中出现相位偏差。
[0010]
此时，作为整流器1侧的脉冲状输出电流与逆变器2侧的脉冲状输入电流之差的电流流过平滑电容器6。因此，如果在该等电流的相位出现偏差，出入平滑电容器6的电流就会增加，从而导致电压变动加大。
[0011]
于是，为了抑制直流电流的波动，实现直流电压的平滑化，此时也有必要增加平滑电容器6的容量，因此，在图8所示的功率变换系统中，需要大容量的电容器，从而会出现装置大型化和成本增加等问题。
[0012]
为此，例如专利文献一的日本发明专利特开平4-121065号公报中公开了一种解决上述问题的技术方案。以下参照图9对该方案所涉及的功率变换系统进行说明。图9所示的功率变换系统是将图8所示的现有技术中的整流器侧载波生成装置104和逆变器侧载波生成装置204组合而成的单独的载波生成装置304，它的其他结构与图8所示的现有技术相同。
[0013]
为此，在图9所示的功率变换系统中，整流器1和逆变器2的PWM控制由该统一后的载波生成装置304输出的相同地载波C进行，因此，在整流器1侧的脉冲状输出电流与逆变器2侧的脉冲状输入电流中，脉冲没有出现相位差的余地，因此能够一直保持相位差为0的状态。
[0014]
其结果，根据图9所示的功率变换系统，不会出现因脉冲相位偏差而导致流入平滑电容器6的电流增加的问题，因此能够相应降低平滑电容器6的容量。
专利文献：特开平4-121065号公报
[0015]
上述现有技术存在以下问题，即，没有对整流器侧输出电流的脉冲波形与逆变器侧输入电流的脉冲波形之间存在波形差这一点作出考虑，从而存在需要在直流中间电路中设置大容量平滑电容器的问题。
[0016]
在上述现有技术中，整流器侧与逆变器侧的PWM用的载波相同，但由于整流器侧与逆变器侧之间存在脉冲波形差，因此，PWM用载波的相位差为0时，电容器电流不一定出现最小值，所以存在需要进一步抑制流入平滑电容器的电流的问题。
发明内容
[0017]
本发明的目的在于提供一种功率变换系统，该功率变换系统能够将设置在直流中间电路中的平滑电容器的容量抑制在最小限度。
[0018]
上述目的通过以下功率变换系统实现，在该功率变换系统中，脉宽调制方式的整流器部分与脉宽调制方式的逆变器部分之间具有平滑电容器，其中，设置了相位差赋予装置，其对用于所述整流器部分进行脉宽调制的载波和用于所述逆变器部分进行脉宽调制的载波赋予相位差。
[0019]
此时，即使将所述相位差设定在30°以内的值也能实现上述目的，或者将所述相位差设定成所述整流器部分的输出电流脉冲与所述逆变器部分的输入电流脉冲的重叠面积为最大时的相位差也能够实现上述目的，并且将所述相位差设定成流入所述平滑电容器的电流为最小时的相位差也能够实现上述目的。
发明的效果
[0020]
根据本发明，由于能够抑制直流中间电路的电压波动而不需增加平滑电容器的容量，所以能够实现系统的小型化并降低成本。
附图说明
图1是表示本发明功率变换系统一实施方式的方块结构图。
图2是功率变换系统中的电容器电流的特性图。
图3是表示本发明一实施方式中的控制系统一例的方块结构图。
图4是用于说明PWM定时单元动作的波形图。
图5是表示本发明一实施方式中的控制系统一例的动作的流程图。
图6是表示本发明一实施方式中的控制系统另一例的方块结构图。
图7是表示本发明一实施方式中的控制系统另一例的动作的流程图。
图8是表示采用现有技术的功率变换系统一例的方块结构图。
图9是表示采用现有技术的功率变换系统另一例的方块结构图。
图中符号说明：1 整流器，2 逆变器，3 商用电源，4 电动机(交流电动机)，5 编码器，6 平滑电容器，101、201 AVR(电压控制部分)，102、202 ACR(电流控制部分)，103、203 PWM(脉宽控制部分)，104、204 载波生成装置，301 带相位差载波生成装置，1000、2000、3000 MPU，1001、2001、3001 CPU，1002、1003、2002、3002 PWM定时单元。
具体实施方式
[0021]
以下根据图示的实施方式对本发明的功率变换系统进行详细说明。
[0022]
图1表示本发明的一实施方式，图中，301表示带相位差载波的生成装置，通过该载波生成装置能够生成具有三角波形的载波CC以及相对该载波CC具有一定相位差Δ的三角波形的载波CI这两种载波，并且能够将该等载波分别供给PWM103和PWM203。此外，其他结构与图8和图9所述的现有技术中的功率变换系统相同。
[0023]
而且，在图1的实施方式中，同样首先在整流器1侧将平滑电容器6的端子间的电压作为直流电压e进行反馈，通过AVR101生成电源侧的电流指令iA^*，以使直流电压e与直流电压指令e^*相一致。然后，根据该电流指令iA^*，由ACR102生成使电源侧电流与指令值相一致的整流器1的电源侧电压指令E^*。
[0024]
而且，通过PWM103将上述电压指令E^*与自带相位差载波生成装置304输出的载波Cc进行比较，生成PWM控制用的驱动脉冲PA，驱动整流器1的各个开关元件SRP、SSP、STP、SRN、SSN、STN导通/截止，将平滑电容器6的端子电压控制为一定的同时，获得交流电源3的交流波形和功率因数的改善。
[0025]
并且，在逆变器2侧，同样通过对编码器5检测出的电动机4的速度R进行反馈，并由ASR201生成逆变器2的电流指令iB^*，使该电动机4的速度与速度指令R^*相一致。
[0026]
然后，根据该电流指令iB^*，通过ACR202生成使电动机电流与指令值相一致的逆变器2电压指令V^*，并以此作为调制波，通过PWM203，与带相位差载波生成装置304输出的另一个载波CI比较，以生成PWM控制用的驱动脉冲PB，使逆变器2的各个开关元件SUP、SVP、SWP、SUN、SVN和SWN导通/截止，以向电动机4供应三相交流电。
[0027]
因此，在图1所示的实施方式中，同样对整流器1和逆变器2进行PWM控制，通过整流器1将商用电源3所供应的三相交流电变换成直流，并且通过逆变器2将该直流电变换成三相交流电，以供给三相感应电动机4等的电动机4，以上结构与上述现有技术中的功率变换系统相同，所不同的是，在PWM203中所使用的载波是相对于PWM103中使用的载波CC具有一定相位差Δ的另一个载波CI。
[0028]
其结果，在图1实施方式中，从整流器1输出的电流的脉冲相位成为与载波CC相同的相位，而输入到逆变器2的电流的脉冲相位成为与载波CI相同的相位，其结果，从整流器1输出的电流的脉冲相位和输入到逆变器2的电流的脉冲相位之间被赋予了与相位差Δ相当的相位差。
[0029]
如上所述，作为整流器1侧的脉冲状输出电流与逆变器2侧的脉冲状输入电流之差的电流流过平滑电容器6。因此，能够很容易地推测，只要该等电流的脉冲相位出现偏差，出入平滑电容器6的电流就会增加。
[0030]
因此，在图9所述的现有技术中，在整流器1侧和逆变器2侧使用相同的载波C，使整流器1侧的脉冲状输出电流与逆变器2侧的脉冲状输入电流的相位差为0，而图2是以负载的大小作为参数对与此时的载波相位差相对的电容器电流(出入于平滑电容器6的电流)的大小进行评价而得到的特性图。
[0031]
此时，图2表示以载波相位差为90°时为基准，将此时的电容器电流值归一化为1.0的情况。此处所谓的载波相位差指相对整流器1的载波相位减去逆变器2的载波相位后得到的相位差。此外，所谓的负载指逆变器2的输出功率，以额定功率为100％。
[0032]
从图2可以知道，如果整流器1与逆变器2的载波的相位存在相位差，则电容器电流一定会增加，然而，整流器1与逆变器2的载波的相位相同(相位差为0)并不一定是电容器电流出现最小值的条件。
[0033]
其理由大概是由于整流器1的输出电流脉冲与逆变器2的输入电流脉冲之间存在波形差异的缘故。这是由于，如果脉冲波形相同，只要使相位差为0，从整流器1输出的全部电流都将输入到逆变器2中，所以，在理论上电容器电流应该为0。
[0034]
如此可以知道，在脉冲波形不同时，电容器电流成为最小值的条件应该是两者的脉冲相重叠的面积成为最大的时候，此时，脉冲重叠的面积通过改变相位而改变。为此，只要对脉冲的相位，也就是载波的相位进行调整，就能够使电容器电流变得最小。
[0035]
在此，根据图1的实施方式，从整流器1输出的电流的脉冲相位和输入到逆变器2的电流的脉冲相位之间被赋予了与相位差Δ相当的相位差。为此，通过调节该相位差Δ，就能够将电容器电流调节成最小值。
[0036]
此时，在图2的举例中，电容器电流的最小值在相位差Δ约为30°时出现，此时，电容器电流为0.5～0.6，与相位差Δ为0时的电容器电流0.6～0.7相比，能够减少容器电流，因此，根据本实施方式，能够降低平滑电容器6的容量，从而能够实现装置的小型化。
[0037]
可是，近年来，在上述功率变换系统中，一般采用微型计算机，即所谓的微电脑对整流器和逆变器进行控制。因此，以下就采用微电脑控制的本发明一实施方式进行说明。
[0038]
图3所示的实施方式是图1实施方式中的由整流器1和逆变器2以及平滑电容器6构成的主电路以外的部分由MPU(微处理器)1000构成时的实施方式。为此，如图所示，MPU1000中具有CPU1001以及PWM定时单元1002，1003、输出端口1004，1005以及输入端口1006。并且，图中只表示了进行以下说明所需的部分，而实际上该MPU1000还具有寄存器和存储器等辅助装置。
[0039]
此外，CPU1001的程序被设置成从输入端口1006读取必要的数据，通过运算处理实现图1所示控制系统的功能，作为其演算结果，将整流器1的调制信号供给PWM定时单元1002，同时将逆变器2的调制信号供给PWM定时单元1003，通过各自的PWM定时单元1002，1003进行PWM控制，将整流器1的驱动脉冲PA以及逆变器2的驱动脉冲PB分别从输出端口1004，1005输出。
[0040]
此时，该等PWM定时单元1002，1003中设置有未图示的计时器，通过该计时器进行上行计时和下行计时，能够获取用于PWM的载波信号。为此，以下参照图4就此时的详细动作进行说明。
[0041]
首先，PWM定时单元1002中具有寄存器，该寄存器中设定有电压指令E^*。在此，如图4(a)所示，在电压指令E^*中，上侧线H与下侧线L的间隔相当于指令电压值。而且，该电压指令E^*与载波C进行比较，当两者一致时，如图所示，PWM脉冲PA生成并从输出端口1004输出。其结果，电压与电压指令E^*相对应的直流电从整流器1输出。
[0042]
另外，在PWM定时单元1003中也同样具有寄存器，该寄存器中设定有电压指令V^*。在此，如图4(b)所示，在该电压指令V^*中，上侧线H与下侧线L的间隔也相当于电压值，但此时，其还根据逆变器2的输出频率呈正弦波状变化。
[0043]
并且，该电压指令V^*与载波CΔ进行比较，当两者一致时，如图所示，PWM脉冲PB生成并从输出端口1005输出。其结果，从逆变器2输出电压与电压指令V^*相对应的三相交流电。
[0044]
此外，该CPU1001的程序被设置成进一步执行图5流程图所示的处理。在此，图5流程图所示的处理在上述的PWM定时单元1002，1003起动时只执行一次，之后，过渡到执行所述PWM定时单元1002，1003生成PWM脉冲PA和PWM脉冲PB所必须的处理。
[0045]
图5所示处理从P101开始，在P101的处理到P102、P103的处理中，进行PWM定时单元1002，1003的动作模式设定等初始设定。之后，首先在P104中使PWM定时单元1002内的计时器开始计时，然后在P105中等待规定时间经过，在P106中使PWM定时单元1003内的计时器开始计时。
[0046]
其结果，从PWM定时单元1002的计时器开始计时起到PWM定时单元1003的计时器开始计时为止，只赋予P105中设定的规定时间的迟延，并与该迟延相应，对整流器1和逆变器2的载波赋予相位差Δ，因此，通过将此时的规定时间设定为适当的值，即设置成为了降低平滑电容器6的电流所需的值，则能够降低平滑电容器6的容量。
[0047]
可是，在图3所示的实施方式中，通过一台MPU1000执行对整流器1和逆变器2的控制，但也可以使用不同的MPU分别对整流器1和逆变器2进行控制，此时，如图6所示，由一台MPU2000生成整流器1的驱动脉冲PA，而由另一台MPU3000生成逆变器2的驱动脉冲PB。
[0048]
为此，在MPU2000中，通过CPU2001的运算实现整流器1控制所需的处理，并且作为其运算结果，将整流器1的调制信号发送给PWM定时单元2002以进行PWM控制，并从输出端口2003输出整流器1的驱动脉冲PA。
[0049]
同样，在MPU3000中，通过CPU3001的运算实现逆变器2控制所需的处理，并作为其运算结果，将逆变器2的调制信号发送给PWM定时单元3002以进行PWM控制，并从输出端口3003输出逆变器2的驱动脉冲PB。
[0050]
图7的流程图表示进行图6实施方式中的图1所示带相位差载波生成装置301的动作而需要进行的处理，图7(a)是MPU2000的PWM定时单元2002启动时的处理流程图，图7(b)，(c)是MPU3000的PWM定时单元3002启动时的处理流程图，该等处理均在进入正常控制前只执行一次，此时，进入P201和P301的处理。
[0051]
在由图7(a)所示的MPU2000所进行的处理中，从P201开始进入处理，通过处理步骤P202，进行PWM定时单元2002的动作模式设定等初始设定。之后，在处理步骤P203中向输出端口2004输出用于MPU3000的中断信号。之后，在处理步骤P204中，使PWM定时单元2002内的未图示的计时器开始计时。
[0052]
在由图7(b)所示的MPU3000进行的处理中，从P301开始进入处理，通过处理步骤P302，进行PWM定时单元3002的动作模式设定等初始设定。之后，在处理步骤P303中以等待中断信号的状态待机。并且，在中断信号端口3004中，如果检测到来自MPU2000的中断信号，则进入处理步骤P401，在处理步骤P402中等待规定的时间经过，在处理步骤P403中，使PWM定时单元3002内的未图示的计时器开始计时。
[0053]
由此，整流器1和逆变器2的载波的相位差Δ通过P105的处理步骤中所设定的规定时间得以确保，能够降低平滑电容器6的电流。并且，在本实施方式中，由于可以将与图3实施方式中CPU1001相同的运算负荷分配给CPU2001和CPU3001二台进行，所以与图3的MPU1000相比，能够抑制成本，因此具有降低成本的效果。
[0054]
并且，在以上所述的实施方式中，如图所示，整流器1的开关元件SRP、SSP、STP、SRN、SSN和STN以及逆变器2的开关元件SUP、SVP、SWP、SUN、SVN和SWN，均以IGBT为例进行了说明，但当然也可以使用FET(场效应晶体管)等其他的半导体元件。