交流开关电路 【技术领域】
本发明涉及交流功率控制，具体地说，涉及用于交流功率控制的交流开关电路。
背景技术
交流功率控制向工作于该领域的技术人员提供一批独特的挑战。目前有少数几种固态电器件，如半导体开关元件及三端双向可控硅开关元件，允许对交流功率进行直接控制。对于半导体开关元件和三端双向可控硅开关元件两者而言，开关时间相对较长。这样较长的开关时间通常使这些器件限于低频应用，如典型的50-60赫兹的交流频率。另外，为了便于工作于直流环境而将交流转换成直流的全波整流，除了其它问题外，能导致令人讨厌的电流谐波及高频传导辐射，如果没有滤波，会导致无法接受的噪声通过交流供电线返回电力公司。
【发明内容】
本发明的目的是提供克服先有技术中的上述缺点的用于交流功率控制的交流开关电路。
根据本发明的第一方面，提供一种交流开关电路，它包括：具有第一源极、第一栅极和第一漏极的第一场效应晶体管(FET)；具有第二漏极、连接到所述第一源极的第二源极和连接到所述第一栅极的第二栅极的第二FET；具有连接到所述第一源极的第一正极和连接到所述第一漏极的第一负极地第一二极管；以及具有连接到所述第二源极的第二正极和连接到所述第二漏极的第二负极的第二二极管。
在一个实施例中，所述第一FET和所述第二FET为N型MOSFET。
根据本发明的第二方面，提供一种交流开关电路，它包括：具有第一源极、第一栅极和第一漏极的第一FET；具有第二漏极、连接到所述第一源极的第二源极和连接到所述第一栅极的第二栅极的第二FET；具有连接到所述第一漏极的第一正极和连接到所述第一源极的第一负极的第一二极管；以及具有连接到所述第二漏极的第二正极和连接到所述第二源极的第二负极的第二二极管。
在一个实施例中，所述第一FET和所述第二FET为P型MOSFET。
根据本发明的第二方面，提供一种装置，所述装置包括：交流开关电路，所述交流开关电路包括：具有第一源极、第一栅极和第一漏极的第一FET，具有第二漏极、连接到所述第一源极的第二源极和连接到所述第一栅极的第二栅极的第二FET，具有连接到所述第一源极的第一正极和连接到所述第一漏极的第一负极的第一二极管，以及具有连接到所述第二源极的第二正极和连接到所述第二漏极的第二负极的第二二极管；以及连接到所述第一栅极和所述第二栅极并且连接到所述第一源极和所述第二源极的开关控制电路，所述开关控制电路有助于所述交流开关电路以超过200赫兹的频率工作。
在一个实施例中，所述装置还包括连接到所述交流开关电路的负载，其中所述开关控制电路便利于对通过所述负载的电流进行脉宽调制。
在另一个实施例中，所述开关控制电路配置成使所述交流开关电路以高于20千赫兹的频率工作。
根据本发明的第三方面，提供一种集成电路中的交流开关电路，所述交流开关电路包括：具有第一栅极、第一漏极和公共源极的第一FET；具有第二栅极、第二漏极和所述公共源极的第二FET；具有连接到所述公共源极的第一正极和连接到所述第一漏极的第一负极的第一二极管；以及具有连接到所述公共源极的第二正极和连接到所述第二漏极的第二负极的第二二极管。
在一个实施例中，所述第一栅极连接到所述第二栅极。
根据本发明的第四方面，提供一种在集成电路中切换交变电流的方法，所述方法包括：从电源接收交变电流；以及把所述交变电流加在开关电路的两个MOSFET器件的两个漏极上，其中所述两个MOSFET器件具有公共的源极区并且所述两个MOSFET器件的栅极连接在一起，并且所述开关还包括反向并联在每个MOSFET器件上的二极管，使所述交变电流通过所述公共源极区流动。
【附图说明】
下面将参考附图描述本发明的实施例，附图中类似的参考符号表示相似的元件，附图中：
图1图解说明依据一个实施例的包括反并联二极管的交流金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)开关。
图2图解说明依据一个实施例的交流MOSFET开关的更详细的形态，包括MOSFET的固有寄生二极管。
图3图解说明当交流MOSFET开关的一个实施例用于控制电流时输送给负载的电流。
图4A-4C图解说明依据一个实施例的电源滤波器及其对由交流MOSFET开关驱动的负载所吸取的电流的影响。
图5图解说明依据一个实施例的包括缓冲器的交流MOSFET开关设计。
图6图解说明依据一个实施例的交流MOSFET开关的包含两个N沟道金属氧化物半导体(NMOS)型MOSFET器件的单个集成电路器件。
【具体实施方式】
尽管在这里将举例说明并叙述特定的实施例，但本专业的普通技术人员应意识到广泛的可选择和/或等效的实现方案可用来取代所展示并描述的特定实施例，而并不背离本发明的范畴。本申请意欲包含这里所讨论的实施例的任何改编或变更。因此，显然，我们的意图是只用权利要求书界定本发明。
以下的讨论是在MOSFET器件的情形下进行的。读者应可理解这里所描述的原理也可应用于其它的晶体管器件。
现在参见图1，其中图解说明依据一个实施例的交流MOSFET开关110，包含反并联二极管112、114。对于图中的MOSFET142、144来说，所述两个MOSFET的源极连接到接点102。在一个实施例中，MOSFET142、144为功率MOSFET。另外，它们的栅极电连接到接点104。这样的连接是为了使两个MOSFET142、144以单一交流MOSFET开关的形式工作。这样，通过把大于阈电压VTH的栅极-源极电压VGS加到这两个MOSFET142、144，两个MOSFET都会导通电流120。
图1还图解说明两个二极管112、114。这两个可以是寄生的或外在的二极管112、114与它们相应的MOSFET反向并联。如下面进一步描述的，这两个二极管112、114可用来对MOSFET的内部的反并联二极管进行分流。所以，如图所示，两个二极管112、114的正极被连接到相应的MOSFET的源极，而其负极被连接到相应的漏极。
图1还图解说明用于控制输送给负载的功率的交流MOSFET开关。如前面所提到的，交流MOSFET开关110包括两个MOSFET142、144。交流MOSFET开关110控制着通过负载130的电流120。这可以由开关控制电路140实现，所述电路给构成交流MOSFET开关110的两个MOSFET142、144施加栅极-源极电压。在所展示的实施例中，电荷泵偏置电路150通过交流电源的火线172与中性线174的连接把电流输送到开关控制电路140。
图2图解说明依据一个实施例的利用P型MOSFET的交流MOSFET开关的更详细的形态，包括MOSFET242、244的固有寄生二极管232、234。图中还图解说明可被用来对MOSFET内部的反并联二极管232、234进行分流的反并联二极管212、214。应当指出，两个MOSFET242、244的源极在接点204被连接在一起。另外，两个MOSFET242、244的栅极在接点206被连接在一起。当施加小于阈电压VTH的电压VGS280时，MOSFET242、244将被”断开”，并且其内部反向偏置PN结将实质上阻止电流流过MOSFET。
当施加大于阈电压VTH的电压VGS280给MOSFET242、244的共同源极和栅极时，MOSFET242、244便被接通以便使电流流过所述交流MOSFET开关。应当指出，所述电流取决于交流电压源的极性而以相反的方向流过MOSFET242或244。即，以通常用于直流电路的相反方向，也就是在N型MOSFET中从漏极到源极，而在P型MOSFET中从源极到漏极。相反的电流不会导致任何问题，因为MOSFET是纯双向器件，即，当施加适当的栅极电压并且形成导电沟道时，电流可从漏极流向源极或从源极流向漏极。通常，当MOSFET的源/漏电压极性相反时，由图2中的寄生二极管234、232所代表的内部PN结，将最终接通以使电流271流过。应当指出，寄生二极管234、232并不与MOSFET244、242分离，举例来说，寄生二极管234是作为晶体管244结构中一部分的PN结。一旦栅极电压被撤除，所述寄生二极管便在电流反向时导通，这便使得单个的MOSFET不适于交流电271、273的控制。图2中的MOSFET242、244的共源极配置使得其中一个寄生二极管处在反向偏置状态，而反向偏置实际上防止电流在MOSFET无论是导通还是断开时流经寄生二极管232、234。
再参见图1，开关控制电路140和电荷泵电路150被用于提供对施加给MOSFET142、144的栅极电压的控制。在所展示的实施例中，开关控制电路140可以是由外部控制的脉宽调制电路。在所展示的实施例中，电荷泵150利用交流电网来给脉宽调制电路供电。另外，调制控制信号的频率可以是固定的，而调制的占空比，如下面所述，被用来确定输送给负载130的功率。在另一个实施例中，交流MOSFET开关的栅极与源极可由具有最小导通时间及变化频率的电路来驱动，以确定输送给负载130的功率。
图3图解说明当一个实施例中的交流MOSFET开关被用来控制电流时输送给负载的电流。例如，正如上面关于图1的讨论，开关控制电路140可以是脉宽调制电路。在这种情况下，输送给负载130的功率可以通过改变脉冲控制信号的占空比来控制。图3图解说明来自火线和中性线的输入电压310的例子。图3还图解说明，在暗影区域320，为交流MOSFET开关110被接通以使电流流过负载130的时间。电压310及电流320被规一化以便使它们共用同一包络线。所以在所展示的实施例中，占空比为50％的栅极-源极电压的驱动信号便会导致等于可用总功率一半的有效功率被输送给负载。通过使用脉宽调制技术，输送给负载的功率电平可以通过控制由开关控制电路中脉宽调制所产生的脉冲宽度来调节。决定传送给负载的功率的方程式为：
Pavg=Vrms2R·d]]>
其中Vrms为交流电源的均方根电压值，R为负载的电阻值，而d为驱动交流MOSFET的脉宽调制器的占空系数。通过观察这个方程式，传送给负载的功率为脉宽调制器的占空系数的线性函数。当占空系数为0时负载功率为0，而当占空系数为1时负载功率最大。
在交流MOSFET开关的栅极和源极由具有最小导通时间的电路与频率可变振荡器(VFO)的组合来驱动的另一个实施例中，输送给负载130的功率取决于：
P＝V2÷R×f×Tmin
其中，V为交流电源的均方根电压值，R为负载的电阻值，f为驱动交流MOSFET的频率可变振荡器的频率，而Tmin为所允许的最小导通时间。通过观察，这个方程式表明传输送给负载的功率为频率可变振荡器频率的线性函数。当频率可变振荡器的频率为0时负载处的功率为0，而当频率可变振荡器的频率的周期等于或小于所允许的最小导通时间Tmin时，负载处的功率最大。
以上实例使交流电流在较高的频率进行切换。以较高的频率切换电流有其优越性。音频之外的开关频率(举例来说，大于20千赫兹)可以用来减少与可闻开关噪音相关联的人为因素问题。另一个优点是工作于较高频率可以降低开关及导通损耗。工作于非常低频的实施方案会在线性工作区耗费很多时间。开关时在线性区耗费较多的时间可耗散大量的以热的形式出现的附加功率，因为通过线性区的变化较慢。另外，由于与本公开的交流开关相关联的电压降相对较低，所以由流过的电流与器件两端的电压降的乘积构成的耗散功率较少。还有，以上交流MOSFET开关电路不会在交流电流中引入明显的谐波干扰。这可以降低为了达到国际机构规章要求而滤除这些谐波噪声的相关费用。
图4A图解说明依照一个实施例的交流MOSFET开关的输入电路。其中图解说明滤波器级410，所述滤波器级410为发生在输入端的各种瞬变过程或传导辐射提供高频接地。其中还图解说明滤波器级420，所述滤波器级420为负载430所吸取的交流电流提供平滑作用。这个滤波器的作用是使由脉宽调制或频率可变振荡器驱动的负载所吸取的含有丰富谐波噪声的电流平滑，从而使电源的电流连续并且实际上没有谐波电流分量。
在所述实施例中，开关控制电路450切换如图4B所示的输送给负载的电流472。假定负载为纯电阻性，电流472在切换时会跟随所提供的线电压，即，与电压同相。当开关被断开时，输送给负载的电流便会降到0(如474)。因此，可以看出，当开关闭合和断开时负载所吸取的电流会有引人注目的漂移或阶梯。这些电流的阶梯变化代表添加在交流电源上的所不希望有的电流谐波，而这样的谐波可能会超出规章的极限。为了解决这个问题，在电路中增加了滤波级420。图4C图解说明增加了滤波级420的开关负载从交流电源的火线和中性线连接端吸取的电流。当开关断开时，滤波级420对由负载430吸取476电流进行平滑。在开关由脉宽调制器驱动的情形下，由电路吸取的全部瞬态电流可以是基波电流与纹波电流的瞬态值之和。这个瞬态电流可表示为：
iL(t)=V·dR·sin(2·π·f0·t)+π24·(1-d)·(fcfs)2·V·dR·sin(2·π·f0·t)·sin(2·π·fs·t)]]>
其中，fc为滤波级420的谐振频率，fs为脉宽调制器的切换频率，f0为交流电源的频率，d为脉宽调制器的占空比，V为峰值电源电压，而R为负载430的电阻。直接考察这个方程式可注意到，当脉宽调制器的频率增加时，在火线和中性线两端所得到的交流电流波形明显地平滑了。
图5图解说明依照一个实施例的交流MOSFET开关设计，包括缓冲器580。缓冲器580用于消耗电路中存储的能量。由于诸如以下的多种与电路相关联的因素而在电路中存储有能量：与提供交流电流相关联的布线的寄生电感；元件引线的寄生电感；以及负载本身的电感。缓冲器用来在电路被断开时俘获一部分存储在电路中的能量。除了其他作用，这样的缓冲器将减少电路的谐振。然而，这样的缓冲器并未设计成消耗所有的能量；它们只是设计成消耗足以减少可能出现的谐振和降低结果谐振”过”电压的能量。
为了耗散电路中的所有能量，可以在缓冲器580的设计中使用体积相当大的电容器573。理想的情况是使电阻577与负载530的电阻近似地相匹配。因此，如果负载电阻近似为20欧姆，则缓冲器的电阻应选为大约20欧姆。另外，按照大约100纳亨来计量用于驱动交流MOSFET开关的典型电路的储能电感575。在某些缓冲器设计中，可以使用能够俘获大约1/5存储在寄生电感中的能量的电容。如前所述，这样大小的电容器仅仅用于避免电路的谐振。然而，剩下的能量则通过开关元件产生的热量或射频辐射的形式耗散。为了避免这种热量或射频辐射，可使用较大的缓冲器电路。
为了使缓冲器充分耗散电路中存储的所有能量，由缓冲器耗散的能量应该等于由电路的电感存储的能量。因此，
1/2LI2＝1/2CV2，其中I＝V/R
1/2L(V/R)2＝1/2CV2
求解C我们发现：
C＝L/R2
因此，使用的电容与寄生电感的值有直接关系。
耗散热量可能是不受欢迎的，因为热可能导致对电路的损坏。解决这个问题的方案可以是加上散热片。然而，附加的散热片可能增加设计的成本。另外，产生的射频辐射也可能是不受欢迎的，因为这可能导致所述包含交流MOSFET开关的装置在射频鉴定过程中得到较差的级别。为了防止射频辐射，可为射频辐射提供屏蔽。然而同样，附加的屏蔽可增加设计的成本。
因此，在一个实施例中，作为在图5中展示的缓冲器的一部分的电容设计成俘获与交流MOSFET开关相关联的电路中基本上全部存储能量。这样，可以简化射频屏蔽的设计以及任何散热装置的设计。
图6图解说明依照本发明的一个实施例的包括两个NMOS型的MOSFET器件的交流MOSFET开关的单一集成电路器件600。在可供选择的实施例中，两个PMOS型的MOSFET器件可用于构成交流MOSFET开关。记得在交流MOSFET开关中把两个MOSFET的两个源极在逻辑上连接一起。通过在集成电路以单一封装制造这两个MOSFET，所述两个MOSFET可以共用集成电路上公共的源极区域610。在图6展示的实施例中，公共源极区域610被嵌入包含交流MOSFET开关的管芯中。公共源极610的共用可以使得能够利用从包含两个MOSFET的交流MOSFET开关的封装中延伸出单一的源极引线。这样又可以由于去掉一个源极引线及所述源极引线的伴随丝焊的寄生参数的缘故而降低导通电阻，例如从管芯到封装引线的欧姆电阻。例如，在一个实施例中，除掉一个源极引线可降低70毫欧姆的阻抗，相当于与所述交流MOSFET开关的引线之一相关联的伴随阻抗。
70毫欧姆可能是与交流MOSFET开关相关联的总电阻的相当大的部分。例如，假定交流MOSFET开关的每一个MOSFET的接通电阻RDSON为100毫欧姆。因而如果源极和漏极的每一个引线有70毫欧姆的电阻，源极到漏极整个路径的阻抗就是240毫欧姆。两个分立串联器件就有经过交流MOSFET开关的480毫欧姆的有效电阻。记得交流MOSFET开关的外部源极引线被用于施加栅极电压并在开关断开时用作某些类型的缓冲器应用的导通路经。通过设计外部源极引线，在开关导通时源极连接610将通过很少的电流因而不会给交流MOSFET开关引入串联电阻。这个事实使得交流MOSFET开关的导通电阻被降低了140毫欧姆，或通过在交流MOSFET的管芯上使用公共源极区域并除去一根引线而降低30％的有效电阻。因为功率耗散与电阻直接相关，这样对于所述实施例来说，便降低了15％的功率损耗。在单一管芯上制造交流MOSFET开关还可以省去分离元件实现方案中的一个栅极引线。公共源极和去除栅极引线的结果是形成了四个引线的器件，其中两个大电流的漏极引线和两个小电流的栅极与源极引线。四引线器件的一根引线连接到两个MOSFET的各自的栅极。另一根引线连接到公共的源极区域，而剩下的两根引线中的每一根则连接到不同的漏极。
至此，已公开了交流MOSFET开关设计的多个实施例。这样的设计通常用于交流MOSFET开关的高速运行，尤其允许交流MOSFET开关在远高于音频频谱(举例来说，超过20千赫兹)的情况下工作。所述交流MOSFET开关通常利用较高的频率工作，这又使得所述器件可以用于宽范围的交流功率控制，从而简化整流的使用并减少对电力线的谐波感应。这些优越性简化了昂贵的滤波电路的使用，并使得电子设备能更好的在诸如家庭或办公环境的有人存在的环境中运行。这种设计还为多种应用场合的交流MOSFET开关的单一集成电路设计做好准备。这可以减少引线的数目并因此降低由引线电阻导致的损耗。