多相DC－DC变换器.pdf

本发明提供了一种多相DC－DC变换器，其使多个变换器单元的输出电流相等，同时提高对输出电压的突然改变的响应性。该变换器包括用于控制变换器单元的控制单元。控制单元包括：比较器，用于将变换器单元中的每一个的输出电压于参考电压相比较；第一控制电路，用于根据比较器的输出信号来依次选择变换器单元中的每一个，以激活所选变换器单元的输出晶体管；以及第二控制电路，用于控制变换器单元的输出晶体管的去除激活时刻，以便使变换器单元的输出电流相等。

1.  一种多相DC-DC变换器(600，700)，包括：
多个变换器单元(12a～12h)，每个变换器单元包括输出晶体管(T1a～T1h)，所述输出晶体管被激活和去除激活，以产生输出电压；以及
与所述变换器单元连接的控制单元(13)，用于控制所述变换器单元，所述控制单元包括：
比较器(24)，用于将所述变换器单元中的一个的输出电压与参考电压相比较，以产生比较信号；
与所述比较器连接的第一控制电路(15，16，23，FFa～FFh)，用于根据所述比较信号，依次选择所述变换器单元中的每一个，并且激活所述被选择的变换器单元的输出晶体管；以及
第二控制电路(17，18，19，20，21，22)，用于控制所述变换器单元中的每一个的输出晶体管的去除激活时刻，以使根据由所述变换器单元中的每一个产生的输出电压的输出电流相等。

2.  根据权利要求1所述的多相DC-DC变换器，其中，所述第一控制电路包括：
计数器(16)，用于当所述变换器单元中的每一个的输出晶体管被去除激活时，执行向上计数操作，以产生选择信号；以及
与所述计数器连接的选择电路(23)，用于根据所述选择信号，依次选择所述变换器单元中的每一个。

3.  根据权利要求1所述的多相DC-DC变换器，其中，所述第一控制电路包括：
与所述比较器连接的触发电路(FF)，所述触发电路响应于所述比较信号，产生用于驱动所述变换器单元中的每一个的输出晶体管的驱动信号；
计数器(16)，用于当所述变换器单元中的每一个的输出晶体管被去除激活时，执行向上计数操作，以产生选择信号；以及
与所述触发电路和所述计数器连接的选择电路(27)，用于根据所述选择信号，依次选择所述变换器单元中的每一个，并且将所述驱动信号提供到所述被选择的变换器单元。

4.  根据权利要求1所述的多相DC-DC变换器，其中，所述变换器单元中的每一个包括用于检测所述输出电压的电阻器(Rsa～Rsh)，并且所述第一控制电路包括：
计数器(16)，用于当所述变换器单元中的每一个的输出晶体管被去除激活时，执行向上计数操作，以产生选择信号；以及
与所述变换器单元中的每一个的电阻器和所述计数器连接的选择电路(25)，用于根据所述选择信号，依次选择由所述变换器单元中的每一个的电阻器检测的所述输出电压。

5.  根据权利要求1所述的多相DC-DC变换器，其中，所述多个变换器单元包括第一变换器单元和第二变换器单元，并且所述第二控制电路执行：
第一操作，用于当所述第一变换器单元被选择时，存储所述第一变换器单元的输出电流的峰值；以及
第二操作，用于当在所述第一变换器单元之后被选择的所述第二变换器单元的输出电流达到所述被存储的所述第一变换器单元的输出电流的峰值时，使所述第二变换器单元的输出晶体管去除激活。

6.  根据权利要求1所述的多相DC-DC变换器，其中，所述多个变换器单元包括第一变换器单元和第二变换器单元，并且所述第二控制电路执行：
固定激活时间模式操作，用于根据所述比较器的比较信号，将所述第一变换器单元的输出晶体管激活一段预定的时间，以保存所述第一变换器单元的输出电流的峰值作为参考电流值；以及
电流模式操作，用于根据所述比较器的比较信号，激活所述第二变换器单元的输出晶体管，并且用于当所述第二变换器单元的电流值达到所述参考电流值时，使所述第二变换器单元的输出晶体管去除激活。

7.  根据权利要求6所述的多相DC-DC变换器，其中，所述第二控制单元包括与所述比较器连接的单击触发电路(21)，所述单击触发电路响应于所述比较信号，设置所述第一变换器单元的输出晶体管的激活时间。

8.  根据权利要求6所述的多相DC-DC变换器，其中，所述第二控制单元包括译码电路(19)，用于根据所述变换器单元中的每一个的输出晶体管被去除激活的时刻，依次设置所述固定激活时间模式和所述电流模式。

9.  根据权利要求8所述的多相DC-DC变换器，其中，所述译码电路将所述第一变换器单元设置到所述固定激活时间模式操作中，并且然后将所述第二变换器单元设置到所述电流模式操作中。

10.  根据权利要求9所述的多相DC-DC变换器，其中，所述译码电路将至少两个相继的变换器单元设置到所述电流模式操作中。

11.  根据权利要求9所述的多相DC-DC变换器，其中，所述译码电路将所述变换器单元中的每一个间歇地设置到所述固定激活时间模式操作中。

12.  一种多相DC-DC变换器(600，700)，包括：
多个变换器单元(12a～12h)，每个变换器单元包括输出晶体管(T1a～T1h)，所述输出晶体管被激活和去除激活，以产生输出电压；以及
与所述变换器单元连接的控制单元，用于控制所述变换器单元，所述控制单元包括：
比较器(24)，用于将所述变换器单元中的一个的输出电压与参考电压相比较，以产生比较信号；
计数器(16)，用于当所述变换器单元中的每一个的输出晶体管被去除激活时，执行向上计数操作，以产生选择信号；
与所述比较器和所述计数器连接的选择电路(23，FFa～FFh；FF，27)，用于根据所述选择信号，依次选择所述变换器单元中的每一个，并且根据所述比较信号，激活所述被选择的变换器单元的输出晶体管；
存储电路(17)，用于存储根据由所述被选择的变换器单元产生的输出电压的输出电流的峰值；以及
电流比较器(18)，用于产生驱动信号，以当根据由接下来被选择的变换器单元产生的输出电压的输出电流达到先前被选择的变换器单元的输出电流的峰值时，使所述接下来被选择的变换器单元的输出晶体管去除激活。

13.  根据权利要求12所述的多相DC-DC变换器，其中，所述变换器单元每个包括用于检测所述输出电压的电阻器(Rsa～Rsh)，并且所述多相DC-DC变换器还包括与所述变换器单元中的每一个的电阻器以及所述计数器连接的选择电路(14a～14h，15；25，26)，用于根据所述选择信号，依次选择由所述变换器单元中的每一个的电阻器检测出的输出电压。

14.  根据权利要求12所述的多相DC-DC变换器，还包括与所述计数器连接的译码电路(19)，用于当所述变换器单元中的每一个的输出晶体管被去除激活时，根据所述选择信号，将所述变换器单元中的每一个依次设置到固定激活时间模式和电流模式中，其中，所述固定激活时间模式将所述输出晶体管激活一段预定的时间，并且所述电流模式利用所述电流比较器(18)使所述输出晶体管去除激活。

15.  根据权利要求14所述的多相DC-DC变换器，还包括：
与所述比较器连接的单击触发电路(21)，用于响应于所述比较信号，产生设置信号，以设置所述固定激活时间模式期间的所述输出晶体管的激活时间；以及
与所述电流比较器(18)、所述译码电路(19)和所述单击触发电路(21)连接的选择电路(20)，用于根据由所述译码电路设置的模式，选择所述设置信号或者所述驱动信号。

多相DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及变换器，并且更具体而言，涉及多相(multiphase)DC-DC变换器。
背景技术
图1是电流模式DC-DC变换器100的示意性电路框图。变换器100包括控制单元1a和变换器单元50。变换器单元50包括由N沟道MOS晶体管构成的输出晶体管T1、由N沟道MOS晶体管构成的同步整流晶体管T2、扼流圈L1、电流检测电阻器Rs1和平流电容器C1。
控制单元1a产生是互补信号的输出信号DH1和DL1，并且将输出信号DH1提供到输出晶体管T1的栅极，将输出信号DL1提供到同步整流晶体管T2的栅极。
输入电压Vi被提供到输出晶体管T1的漏极。当输出信号DH1上升到高电平时，输出晶体管T1被激活，并且输出电压Vo经由扼流圈L1和电流检测电阻器Rs1从输出端子被输出。当输出信号DL1上升到高电平时，同步整流晶体管T2被激活，并且存储在扼流圈L1中的能量作为输出电压Vo被输出。输出电压Vo被平流电容器C1所平滑。
输入电压Vi作为来自电源VCC的电压而被提供到控制单元1a。电流检测电阻器Rs1两端之间的电压被提供给控制单元1a的电压放大器2。电压放大器2对根据流过电流检测电阻器Rs1的输出电流而在电流检测电阻器Rs1两端之间产生的电压进行放大，并将放大信号提供到比较器3。
控制单元1a具有误差放大器4，用于放大参考电压e1和利用电阻器R1和R2对输出电压Vo分压而获得的电压之间的电压差。然后，误差放大器4将放大信号提供到比较器3。参考电压e1被设置为等于当输出电压Vo达到指定值时，由电阻器R1和R2产生的分出电压。
比较器3将从电压放大器2提供的放大信号的电压与从误差放大器4提供的放大信号的电压相比较。当来自电压放大器2的放大信号的电压高于来自误差放大器4的放大信号的电压时，比较器3将高电平的比较信号提供到触发电路FF1的复位端子R。当来自电压放大器2的放大信号的电压低于来自误差放大器4的放大信号的电压时，比较器3将低电平的比较信号提供到复位端子R。
振荡器5将具有固定频率的脉冲信号提供到触发电路FF1的置位端子S。当置位端子S接收高电平的脉冲信号时，触发电路FF1产生高电平的输出信号Q和低电平的输出信号/Q。当复位端子R接收高电平的比较信号时，触发电路FF1产生低电平的输出信号Q和高电平的输出信号/Q。控制单元1a将触发电路FF1的输出信号Q作为输出信号DH1输出，并且将输出信号/Q作为输出信号DL1输出。
响应于来自振荡器5的脉冲信号的上升沿，控制单元1a以恒定周期导通输出晶体管T1。当输出晶体管T1被激活时，流过扼流圈L1和电流检测电阻器Rs1的电流增大，以增大来自电压放大器2的放大信号的电压。当来自电压放大器2的放大信号的电压高于来自误差放大器4的放大信号的电压时，高电平的输出信号被提供到触发电路FF1的复位端子R。这样一来，输出晶体管T1被去除激活(inactivate)，同步整流晶体管T2被激活，并且存储在扼流圈L1中的能量被输出。
如果在输出晶体管的导通/关断操作期间输出电压Vo下降，那么来自误差放大器4的放大信号的电压变得高于电压放大器2的放大信号的电压，并且比较器3的输出信号只有在一段相对较长的时间过去之后，才会上升到高电平。这延长了输出晶体管T1的激活时间。如果输出电压Vo上升，那么来自误差放大器4的放大信号的电压变得低于来自电压放大器2的放大信号的电压，并且比较器3的输出信号在一段相对较短的时间内上升到高电平。这缩短了输出晶体管T1的激活时间。输出晶体管T1于是以根据振荡器5的输出信号频率的恒定周期被激活。输出晶体管T1被去除激活的时刻根据输出电流的增长来确定。输出晶体管的去除激活时刻因此根据输出电压Vo的上升或下降而改变。这保持了输出电压Vo恒定。
图2是电压模式DC-DC变换器20的示意性电路框图。变换器200包括控制单元1b和变换器单元60。除了省略掉电流检测电阻器Rs1之外，变换器单元60具有与图1中的变换器单元50相同的配置。
控制单元1b的误差放大器4对参考电压e1和利用电阻器R1和R2对输出电压Vo分压而获得的电压之间地电压差进行放大。然后，误差放大器4将放大信号提供到PWM比较器6的正相输入端子。参考电压e1被设置为等于当输出电压Vo达到指定值时，由电阻器R1和R2产生的分出电压。
具有固定频率的三角波信号被从三角波振荡器7提供到PWM比较器6的反相输入端子。当在正相输入端子处的放大信号的电压高于在反相输入端子处的三角波信号的电压时，PWM比较器6产生高电平的输出信号Q和低电平的输出信号/Q。当在正相输入端子处的放大信号的电压低于在反相输入端子处的三角波信号的电压时，PWM比较器6产生低电平的输出信号Q和高电平的输出信号/Q。
PWM比较器6将输出信号Q作为控制单元1b的输出信号DH1提供到输出晶体管T1的栅极，并且将输出信号/Q作为控制单元1b的输出信号DL1提供到同步整流晶体管T2的栅极。
在电压模式DC-DC变换器200中，输出晶体管T1以根据来自三角波振荡器7的三角波信号的恒定周期被激活。当输出电压Vo上升时，误差放大器4的输出电压下降，从而缩短输出晶体管T1的激活时间。当输出电压Vo下降时，误差放大器4的输出电压上升，从而延长输出晶体管T1的激活时间。这样的操作使基于参考电压e1的输出电压Vo保持恒定。
图3是固定激活时间的DC-DC变换器300的示意性电路框图。变换器300包括控制单元1c和变换器单元60。
控制单元1c的比较器8将参考电压e1和利用电阻器R1和R2对输出电压Vo分压而获得的电压相比较。当由电阻器R1和R2产生的分出电压高于参考电压e1时，比较器8产生低电平的比较信号。当分出电压低于参考电压e1时，比较器8产生高电平的比较信号。参考电压e1被设置为等于当输出电压Vo达到指定值时，由电阻器R1和R2产生的分出电压。
比较器8的比较信号被提供到单击(one-shot)触发电路FF。单击触发电路FF根据比较信号产生互补信号Q和/Q。单击触发电路FF响应于来自比较器8的高电平比较信号，将输出信号Q在高电平保持一段预定时间。
单击触发电路FF的输出信号Q作为控制单元1c的输出信号DH1被提供到输出晶体管T1的栅极。输出信号/Q作为控制单元1c的输出信号DL1被提供到同步整流晶体管T2的栅极。
在固定激活时间的DC-DC变换器300中，当输出晶体管T1被激活时，输出电压Vo上升。当输出晶体管T1被去除激活时，存储在扼流圈L1中的能量被放电。存储在扼流圈L1中的能量减少使输出电压Vo降低。当由电阻器R1和R2产生的分出电压变得低于参考电压e1时，单击触发电路FF产生一段预定时间的高电平输出信号Q。这样，输出晶体管T1被激活。
该操作使基于参考电压e1的输出信号Vo保持恒定。在变换器300中，无论输出电压Vo如何改变，输出晶体管T1的激活时间都是固定的。但是，输出电压Vo的下降缩短了输出晶体管T1的不激活时间。因此，输出晶体管T1的开关频率根据输出电压Vo而改变。
图4是两相的多相DC-DC变换器400的示意性电路框图，其中，两个图1中的电流模式的DC-DC变换器100并行操作。变换器400包括控制单元1d和变换器单元9a和9b。变换器单元9a和9b中的每一个都具有与图1中的变换器单元50相同的配置。变换器单元9a和9b共享单个平流电容器C1。
控制单元1d包括电压放大器2a、电压放大器2b、比较器3a和比较器3b，其中电压放大器2a用于放大在变换器单元9a的电流检测电阻器Rs1的两端之间的电压，电压放大器2b用于放大在变换器单元9b的电流检测电阻器Rs2的两端之间的电压，比较器3a用于将电压放大器2a的输出电压与误差放大器4的输出电压相比较，比较器3b用于将电压放大器2b的输出电压与误差放大器4的输出电压相比较。控制单元1d还包括触发电路FF1和触发电路FF2，其中触发电路FF1用于根据比较器3a的比较信号来产生控制变换器单元9a的输出信号DH1和DL1，触发电路FF2用于根据比较器3b的比较信号来产生控制变换器单元9b的输出信号DH2和DL2。
振荡器5a将脉冲信号提供到触发电路FF1和FF2的置位端子S。更具体而言，振荡器5a产生一种脉冲信号，该脉冲信号的频率是图1中振荡器5的频率的两倍，并且振荡器5a将该脉冲信号交替提供给触发器FF1和FF2。
控制单元1d以与图1中的电流模式DC-DC变换器100的变换器单元50相同的方式和相同的频率，操作变换器单元9a和9b。但是，由于触发电路FF1和FF2的操作相位彼此偏移180度，因此变换器400以基本上两倍的频率操作负载。
图5是两相的多相DC-DC变换器500的示意性电路框图，其中两个图3的固定激活时间的DC-DC变换器并行操作。变换器500包括控制单元1e和变换器单元10a和10b。变换器单元10a和10b中的每一个都具有与图3的变换器单元60相同的配置。变换器单元10a和10b共享单个平流电容器C1。
控制单元1e包括用于对输出电压Vo进行分压的电阻器R1和R2、用于将电阻器R1和R2产生的分出电压与参考电压e1相比较的比较器8，以及顺序控制电路11，该顺序控制电路11用于将比较器8产生的比较信号交替输出到两个单击触发电路FFa和FFb。单击触发电路FFa产生用于控制变换器单元10a的输出信号DH1和DL1。单击触发电路FFb产生用于控制变换器单元10b的输出信号DH2和DL2。
控制单元1e以与图3中的固定激活时间DC-DC变换器300的变换器单元60相同的方式操作变换器单元10a和10b。但是，变换器单元10a和10b各自的输出晶体管T1被顺序控制电路11交替地激活。因此，在变换器500中，输出晶体管T1的不激活时间要长于图3中的变换器400。这可以大大降低输出晶体管T1的开关频率。另外，当输出电压Vo由于负载的改变而突然下降时，变换器单元10a和10b的输出晶体管T1根据比较器8的响应速度而被相继激活。当负载突然改变时，DC-DC变换器500具有较高的响应速度。
日本专利早期公布No.2002-78321描述了一种与上述DC-DC变换器类似的DC-DC变换器。
发明内容
在诸如便携式电子设备之类的便携装置中所采用的诸如CPU之类的半导体器件不仅已经提高了处理速度和功能，而且已经降低了操作电压并增大了输出电流。这样一来，就存在对具有更低输出电压和更高输出电流的DC-DC变换器的需求。还需要改善CPU对负载的突然改变的响应性。为了提高DC-DC变换器对于由负载的突然改变而引起的输出电压下降的响应速度，优选的是缩短输出晶体管的开关周期。
在图1的电流模式DC-DC变换器100中，输出晶体管T1的开关周期由振荡器5确定，并且可以通过提高振荡器5的脉冲信号的频率来缩短该开关周期。
一般，输入电压Vi相对于输出电压Vo的比率等于输出晶体管T1的开关周期相对于晶体管T1的激活时间的比率。因此，当输出电压Vo的指定值被设置得越低时，输出晶体管T1的激活时间会变得越短。因此，输出晶体管的开关频率基本高于振荡器5的脉冲信号频率。
如果在某些情形下进一步缩短输出晶体管的开关周期，则输出晶体管的操作效率将由于输出晶体管的栅极容量而被降低。因此，难以通过进一步提高输出晶体管的开关频率来改善负载响应性。
在图2的电压模式DC-DC变换器200中，输出晶体管T1的开关周期由三角波振荡器7确定。因此，与图1的电流模式DC-DC变换器100相似，难以通过提高电压模式DC-DC变换器200的输出晶体管的开关频率来确保高的负载响应性。
在图3的固定激活时间DC-DC变换器300中，输出晶体管T1的不激活时间响应于输出电压Vo的改变而改变。因此，输出晶体管T1的开关频率基本根据输出电压Vo的改变而改变。输出电压Vo的改变由比较器8检测，该比较器8具有比图1中的电压比较器2和图2中的误差比较器4更高的操作速度。因此，与图1中的电流模式DC-DC变换器100以及图2中的电压模式DC-DC变换器200相比，固定激活时间DC-DC变换器300具有更高的负载响应性。
图4的多相DC-DC变换器400以基本两倍的频率来操作负载，而不提高变换器单元9a和9b的输出晶体管的开关频率。与图1的电流模式DC-DC变换器100相比，这提高了对于输出电压Vo的突然改变的响应性。但是，变换器单元9a和9b的输出晶体管被激活的时刻由振荡器5所提供的脉冲信号来确定。因此，在输出电压Vo的突然改变和输出晶体管的激活之间产生时滞。从而，DC-DC变换器400无法充分响应输出电压Vo中的突然改变。
图5的多相DC-DC变换器500以两倍的频率来操作负载，而不提高变换器单元10a和10b的输出晶体管的开关频率。因此，与图3的固定激活时间DC-DC变换器300相比，可以进一步提高对于输出电压Vo的突然改变的响应性。
另外，输出电压Vo中的改变由比较器8来检测，比较器8以比图4中的电压放大器2a和2b以及误差放大器4更高的速度进行操作。因此，多相DC-DC变换器500具有比图4的多相DC-DC变换器400更好的负载响应性。但是，单击触发电路FFa和FFb中的特性误差会导致变换器单元10a和10b之间的激活时间的差异。此外，在扼流圈L1和L2之间的电感差异将导致流过扼流圈L1的电流和流过扼流圈L2的电流之间的差异。电流差异的增长会降低效率。此外，这会增大由变换器单元之一所产生的热量，并且导致缺陷。
本发明提供了一种多相DC-DC变换器，该多相DC-DC变换器对于输出电压中的突然改变具有增强的响应性，同时使多个变换器单元的输出电流相等。
本发明的一个方面是具有多个变换器单元的多相DC-DC变换器，其中每个变换器单元包括输出晶体管，这些输出晶体管被激活和去除激活以产生输出电压。连接到变换器单元的控制单元控制变换器单元。控制单元包括比较器，用于将变换器单元之一的输出电压与参考电压相比较，以产生比较信号。连接到比较器的第一控制电路根据比较信号来依次选择变换器单元中的每一个，并且激活所选变换器单元的输出晶体管。第二控制电路控制变换器单元中的每一个的输出晶体管的去除激活时刻，以使根据变换器单元中的每一个所产生的输出电压的输出电流相等。
本发明的另一方面是具有多个变换器单元的多相DC-DC变换器，其中每个变换器单元包括输出晶体管，这些输出晶体管被激活和去除激活以产生输出电压。连接到变换器单元的控制单元控制变换器单元。控制单元包括比较器，用于将变换器单元之一的输出电压与参考电压相比较，以产生比较信号。计数器在变换器单元中的每一个的输出晶体管被去除激活时，执行向上计数操作，以产生选择信号。连接到比较器和计数器的选择电路根据选择信号来依次选择变换器单元中的每一个，并且根据比较信号来激活被选变换器单元的输出晶体管。存储电路存储根据由所选变换器单元所产生的输出电压的输出电流的峰值。电流比较器产生驱动信号，用于在根据接下来所选择的变换器单元所产生的输出电压的输出电流达到先前所选择的变换器单元的输出电流的峰值时，使所述接下来所选择的变换器单元的输出晶体管被去除激活。
本发明的其他方面和优点将从以下结合附图的详细描述中变得更加明显，以下描述以示例方式示出了本发明的原理。
结合附图，通过参考以下对当前优选实施例的描述，可以最好地理解本发明及其目的和优点，在附图中：
图1是示出了第一现有技术示例的电流模式DC-DC变换器的示意性电路框图；
图2是示出了第二现有技术示例的电压模式DC-DC变换器的示意性电路框图；
图3是示出了第三现有技术示例的固定激活时间DC-DC变换器的示意性电路框图；
图4是示出了第四现有技术示例的电流模式多相DC-DC变换器的示意性电路框图；
图5是示出了第五现有技术示例的固定激活时间多相DC-DC变换器的示意性电路框图；
图6是示出了根据本发明第一实施例的多相DC-DC变换器的示意性电路框图；
图7是示出了根据本发明第二实施例的多相DC-DC变换器的示意性电路框图；
图8是示出了图6中的多相DC-DC变换器的计数器电路和译码电路的示意性框图；以及
图9是示出了计数器电路和译码电路的另一示例的示意性框图。
附图中，相似标号被用于指代各处相似的元件。
图6是示出了根据本发明第一实施例的多相DC-DC变换器600的示意性电路框图。第一实施例是八相的多相DC-DC变换器。多相DC-DC变换器600包括八个变换器单元12a到12h，以及用于控制变换器单元12a到12h的控制单元13。多相DC-DC变换器600可以操作在电流模式和固定激活时间模式两者中。
变换器单元12a到12h具有与图1中的电流模式DC-DC变换器100的变换器单元50相同的结构。变换器单元12a到12h分别包括输出晶体管T1a到T1h、同步整流晶体管T2a到T2h、扼流圈La到Lh以及电流检测电阻器Rsa到Rsh。变换器单元12a到12h共享一个平流电容器C。
控制单元13包括八个电压放大器14a到14h、四个选择电路15、20、22和23、计数器16、电流值存储电路17、电流比较18、译码电路19、单击触发电路21、电压比较器24和八个触发电路FFa到FFh。
电压放大器14a到14h分别放大在相应的电流检测电阻器Rsa到Rsh的两端之间的电压，并且将放大信号提供到第一选择电路15。第一选择电路15根据计数器16的计数信号选择出电压放大器14a到14h的放大信号中的一个，并且将所选的放大信号提供到电流值存储电路17和电流比较器18。
电流值存储电路17包括电压保存电路，该电路具有能够保存由第一选择电路15提供的所选放大信号的峰值电压的电容。当根据由译码电路19提供的模式设置信号而选择固定激活时间模式时，电流值存储电路17保存由第一选择电路15提供的所选放大信号的电压。
电流比较器18通过将从第一选择电路15中提供的所选放大信号的电压与由电流值存储电路17所保存的电压相比较，来比较流过电流检测电阻器的电流。如果由第一选择电路15提供的所选放大信号的电压高于由电流值存储电路17所保存的电压，则电流比较器18将高电平的比较信号提供到第二选择电路20。如果由第一选择电路15提供的所选放大信号的电压低于由电流值存储电路17所保存的电压，则电流比较器18将低电平的比较信号提供到第二选择电路20。
来自电流比较器18的比较信号和单击触发电路21的输出信号被提供给第二选择电路20。来自译码电路19的模式设置信号也被提供给第二选择电路20。当通过模式设置信号而设置电流模式时，第二选择电路20选择电流比较器18的比较信号，并且将所选比较信号提供到第三选择电路22、计数器16和译码电路19。当选择固定激活时间模式时，第二选择电路20将单击触发电路21的输出信号提供到第三选择电路22、计数器16和译码电路19。
计数器16由如图8所示的八进制计数器构成。计数器16响应于第二选择电路20的输出信号的下降沿而执行向上计数(count-up)操作，并且将与变换器单元12a到12h相对应的八个不同的选择信号提供到第一、第三和第四选择电路15、22和23。
译码电路19由三进制计数器构成，该计数器响应于第二选择电路20的输出信号的上升沿而执行向上计数操作。当计数值为零时，译码电路19产生用于设置固定激活时间模式的模式设置信号。当计数值为1或2时，译码电路19产生用于设置电流模式的模式设置信号。因此，译码电路19对于每三次向上计数操作，产生一次用于设置固定激活时间模式的模式设置信号。
第三选择电路22根据由计数器16提供的选择信号，将第二选择电路20的输出信号提供到触发电路FFa到FFh中的一个的复位端子R。
参考电压e1和利用电阻器R1和R2对输出电压Vo进行分压而获得的分出电压被提供到电压比较器24。当分出电压低于参考电压e1时，电压比较器24产生高电平的比较信号，并且当分出电压高于参考电压e1时，电压比较器24产生低电平的比较信号。
电压比较器24的输出信号被输出到单击触发电路21和第四选择电路23。当电压比较器24的输出信号上升到高电平时，单击触发电路21将只在高电平上保持一段预定时间的输出信号输出到第二选择电路20。
第四选择电路23根据由计数器16提供的选择信号，将电压比较器24的比较信号提供到触发电路FFa到FFh之一的置位端子S。
触发电路FFa到FFh分别驱动变换器单元12a到12h。触发电路FFa到FFh的互补输出信号Q和/Q分别作为控制单元13的输出信号DHa到DHh和DLa到DLh，被提供到变换器单元12a到12h。
当输出信号DHa到DHh中的任意一个上升到高电平时，输出晶体管T1a到T1h中的相应的一个被激活。当输出信号DLa到DLh中的任意一个上升到高电平时，同步整流晶体管T2a到T2h中的相应的一个被激活。
下面将描述多相DC-DC变换器600的操作。
在将计数值设置为零的初始状态中，计数器16将用于选择变换器单元12a的选择信号提供到第一选择电路15、第三选择电路22和第四选择电路23。在将计数值设置为零的初始状态中，译码电路19将用于设置固定激活时间模式的设置信号提供到电流值存储电路17、电流比较器18和第二选择电路20。
如果在该状态中提供输入电压Vi，则电压放大器14a到14h分别放大相应的变换器单元12a到12h的电流检测电阻器Rsa到Rsh两端之间的电压，并且将放大信号提供到第一选择电路15。第一选择电路15根据由计数器16提供的选择信号，将电压放大器14a的放大信号提供到电流值存储电路17和电流比较器18。
根据用于固定激活时间模式的设置信号，电流值存储电路17保存由第一选择电路15提供的所选放大信号的电压的峰值(即，与流过变换器单元12a的电流检测电阻器Rsa的峰值电流相对应的电压)，作为参考电流值。
通过利用电阻器R1和R2对输出电压Vo进行分压而获得的分出电压被提供到电压比较器24。如果输出电压Vo还未达到初始状态中的指定值，则电压比较器24将高电平的比较信号提供到单击触发电路21和第四选择电路23。
第四选择电路23根据由计数器16提供的选择信号，将电压比较器24的比较信号提供到驱动变换器单元12a的触发电路FFa的置位端子。然后，触发电路FFa起作用，激活变换器单元12a的输出晶体管T1a。
当从电压比较器24提供高电平的比较信号时开始，经过一段预定时间以后，单击触发电路21的输出信号下降到低电平。由于译码电路19已经选择了固定激活时间模式，因此第二选择电路20将单击触发电路21的输出信号提供到第三选择电路22。
第三选择电路22根据计数器16的选择信号使第二选择电路20的输出信号反相，并且将经反相的信号提供到触发电路FFa的复位端子R。当经反相的信号上升时，变换器单元12a的输出晶体管T1a被去除激活，并且同步整流晶体管T2a被激活。因此，变换器单元12a工作在固定激活时间模式中。
当从第二选择电路20输出低电平的输出信号(单击触发电路21的输出信号)时，计数器16和译码电路19执行向上计数操作。然后，计数器16将用于选择与变换器单元12b相对应的触发电路FFb的选择信号提供到第三和第四选择电路22和23，并且将用于选择与变换器单元12b相对应的电压放大器14b的放大信号的选择信号提供到第一选择电路15。
译码电路19将用于根据向上计数操作来设置电流模式的模式设置信号提供到电流值存储电路17、电流比较器18和第二选择电路20。
在电流模式中，通过变换器单元12a的输出晶体管T1a的激活操作，输出电压Vo上升。当提供到电压比较器24的分出电压变得高于参考电压e1时，电压比较器24的比较信号下降到低电平。然后，输出晶体管T1a被去除激活以降低输出电压Vo。当分出电压变得低于参考电压e1时，电压比较器24的比较信号再次上升到高电平。
电压比较器24的高电平的比较信号被从第四选择电路23提供到触发电路FFb的置位端子，并且变换器单元12b的输出晶体管T1b被激活以增大输出电压Vo。然后，在电流检测电阻器Rsb两端之间的电压被电压放大器14b放大，并且电压放大器14b的放大信号经由第一选择电路15被提供到电流值存储电路17和电流比较器18。
根据电流模式设置信号，电流值存储电路17不保存输入电压，而是保存与变换器单元12a的输出电流相对应的电压值。根据电流模式设置信号，电流比较器18将来自第一选择电路15的所选放大信号的电压与电流值存储电路17中保存的电压相比较。如果第一选择电路15的电压(即，电压放大器14b的放大信号的电压)高于由电流值存储电路17保存的电压，则电流比较器18将低电平的比较信号提供到第二选择电路20。
第二选择电路20根据电流模式设置信号选择电流比较器18的比较信号，并且将所选比较信号提供到计数器16、第三选择电路22和译码电路19。第三选择电路22根据来自计数器16的选择信号，将第二选择电路20的输出信号(低电平的比较信号)提供到触发电路FFb的复位端子R。这样一来，变换器单元12b的输出晶体管T1b被去除激活，并且同步整流晶体管T2b被激活。因此，变换器单元12b工作在电流模式中，并且输出晶体管T1b被激活的时刻与输出电压Vo的分出电压变得低于参考电压e1的时刻相对应。输出晶体管T1b被去除激活的时刻与流过电流检测电阻器Rsb的电流值变得基本等于流过变换器单元12a的电流检测电阻器Rsa的电流值的时刻相对应。
当第二选择电路20产生低电平的输出信号时，计数器16和译码电路19执行向上计数操作。然后，计数器16将用于选择与变换器单元12c相对应的触发电路FFc的选择信号提供到第三和第四选择电路22和23，并且将用于选择与变换器单元12c相对应的电压放大器14c的选择信号提供到第一选择电路15。
译码电路19将用于根据向上计数操作来连续设置电流模式的模式设置信号提供到电流值存储电路17、电流比较器18和第二选择电路20。当变换器单元12b的输出晶体管T1b被去除激活以降低输出电压Vo，并且电压比较器24的比较信号上升到高电平时，变换器单元12c经历与变换器单元12b相同的操作。
当通过变换器单元12c的操作而增大输出电压Vo，并且第二选择电路20提供低电平的输出信号时，计数器16和译码电路19执行向上计数操作。结果，计数器16将用于选择与变换器单元12d相对应的触发电路FFd的选择信号提供到第三和第四选择电路22和23，并且将用于选择与变换器单元12d相对应的电压放大器14d的选择信号提供到第一选择电路15。
译码电路19执行第三向上计数操作，以将设置固定激活时间模式的模式设置信号提供到电流值存储电路17、电流比较器18和第二选择电路20。这样一来，根据变换器单元12d的输出晶体管T1d的激活操作，电流值存储电路17保存与流过电流检测电阻器Rsd的电流相对应的电压。此外，输出晶体管T1d被去除激活的时刻对应于单击触发电路21的输出信号的下降时刻。因此，变换器单元12d以与变换器单元12a相同的方式进行操作。
随后，根据译码电路19的向上计数操作，变换器单元12e和12f再次工作在电流模式中，并且变换器单元12g工作在固定激活时间模式中。如此交替重复电流模式中的操作和固定激活时间模式中的操作。以这种方式，第一选择电路15、计数器16、第四选择电路23和触发电路FFa到FFh充当第一控制电路，用于根据来自电压比较器24的比较信号，依次选择变换器单元12a到12h，以激活所选变换器单元的输出晶体管。此外，电流值存储电路17、电流比较器18、译码电路19、第二选择电路20、单击触发电路21和第三选择电路22充当第二控制电路，用于控制变换器单元12a到12h中的每个变换器单元的输出晶体管的去除激活时刻，以便使得与变换器单元12a到12h所产生的输出电压相对应的变换器单元12a到12h的输出电流相等。
多相DC-DC变换器600具有下述优点。
(1)当输出电压Vo下降时，DC-DC变换器600依次操作变换器单元12a到12h，以增大输出电压Vo。因此，对输出电压Vo改变的响应性被改善，而不提高变换器单元12a到12h的输出晶体管T1a到T1h的开关频率。
(2)当电压比较器24检测到输出电压Vo下降时，执行异步控制来激活变换器单元12a到12h的输出晶体管T1a到T1h。因此，改善了对输出电压Vo的突然改变的响应性。
(3)变换器单元12a到12h在每三次操作中执行一次固定激活时间模式操作，以在电流值存储电路17中存储流过电流检测电阻器的电流。变换器单元12a到12h以电流模式执行其余两次操作，使得当流过电流检测电阻器的电流值达到存储在电流值存储电路17中的电流值时，输出晶体管被去除激活。因此，可以使流过变换器单元12a到12h的输出晶体管和扼流圈的电流相等。
(4)八个变换器单元12a到12h被依次操作，以在每三次操作中执行一次固定激活时间模式操作。因此，由电流值存储电路17保存的电压值被周期性刷新。这防止了由电流值存储电路17保存电压值下降。此外，由于八个变换器单元12a到12h在每三次操作中执行一次固定激活时间模式操作，因此存储电流值的变换器单元被依次改变。因此，被用作参考的电流值被依次改变。这样，变换器单元12a到12h以在变换器单元12a到12h的特性误差被平均掉的情况下的电流值来操作。
图7是根据本发明第二实施例的多相DC-DC变换器700的示意性电路框图。第二实施例与第一实施例的不同之处在于其被配置为使得在变换器单元12a到12h的电流检测电阻器Rsa到Rsh两端之间的电压被选择性放大(第一选择电路25和电压放大器26)，并且其被配置为使得变换器单元12a到12h被选择性操作(触发电路FF和第三选择电路27)。
第一选择电路25根据从计数器16提供的选择信号，从在变换器单元12a到12h的电流检测电阻器Rsa到Rsh两端之间的电压中选择出一个电压。然后，第一选择电路25将所选电压信号提供到电压放大器26。电压放大器26放大所选电压信号，并且将放大信号提供到电流值存储电路17和电流比较器18。
第二选择电路20的输出信号被提供到触发电路FF的复位端子R，并且电压比较器24的比较信号被提供到触发电路FF的置位端子S。第三选择电路27接收来自触发电路FF的输出信号Q和/Q，并且根据从计数器16提供的选择信号，将触发电路FF的输出信号Q和/Q提供到变换器单元12a到12h中的一个。
无论变换器单元12a到12h的数目多少，这样的配置都使得可以使用单个电压放大器26。此外，无论变换器单元12a到12h的数目多少，这样的配置都使得可以使用单个触发电路FF。
第二实施例的多相DC-DC变换器700具有与第一实施例的多相DC-DC变换器600相同的优点。另外，与第一实施例相比，第二实施例具有更少的电压放大器和更少的触发电路。
对于本领域的技术人员来说显而易见，可以以很多其他的具体形式来体现本发明，而不脱离本发明的精神或范围。具体而言，应该理解，可以以如下形式来体现本发明。
如图9所示，可以使用八进制计数器30来替代计数器16和译码电路19。在这种情况下，八进制计数器30的输出信号的较低两位被用作译码电路19的模式设置信号。如果当计数器30的输出信号的较低两位是00时该设置是使得执行固定激活时间模式，则只有变换器单元12a和12e将工作在固定激活时间模式中。从而，工作在固定激活时间模式中的变换器单元是固定的。
通过可变地控制单击触发电路21的输出信号上升到高电平的时刻，输出晶体管的开关频率可以保持恒定，而不论输出电压如何改变。更具体而言，单击触发电路21输出高电平信号的时间可以被控制，使得输出电压Vo相对于输入电压Vi的比率与输出晶体管的激活时间相对于输出晶体管的开关周期的比率相一致。输出时间控制电路可以由包括运算放大器和比较器的时间常数电路来配置。
可以将固定电压提供到电流比较器18，以代替电流值存储电路17的输出电压，以便防止在固定激活时间模式操作期间出现过流。为了避免输出晶体管由于感应电阻器的短路而在电流模式操作期间被激活很长时间，对于单击触发电路例如可以设置是正常情况两倍的时间常数。在这种情况下，在固定激活时间模式和电流模式之间进行切换的第二选择电路20可以利用OR电路来执行并行处理，以使来自电流比较器18的信号和来自单击触发电路的信号有效。这样的配置避免了异常操作。
在具有八个变换器单元的DC-DC变换器中，例如可以在不同时刻以固定激活时间模式和电流模式来操作两个变换器组，其中每个变换器组包括四个变换器单元，并且每个变换器组产生一个输出电压。这两个变换器组可以根据来自公共电流值存储电路的信号来操作，以使流过变换器单元的输出晶体管的电流相等，同时提高输出晶体管的导通占空比(on-duty)。
本发明的示例和实施例将被看作示例性的而非限制性的，并且本发明并不局限于这里所给出的细节，而是可以在所附权利要求的范围和等同物内进行修改。