具有减小的开关频率的电源逆变器 本发明涉及大功率逆变器，例如在具有大KVA额定值的飞机的变速恒频(VSCF)发电系统中使用的逆变器。
VSCF发电系统用由飞机推力发动机动力输出装置以变速驱动的三相交流发电机作为交流电源，该交流电源经过整流变成直流电源，经过三相逆变器产生三相400Hz交流电流。大功率逆变器通常把15KVA或更高的大KVA额定值作为45/60KVA这样的三相逆变器的要素。这种类型的大功率逆变器需要400Hz交流电流的输出以使得高达50次谐波时总谐波畸变不超出3％-5％的范围，这已经被设定为飞机上产生交流电流的工业标准。
VSCF电源逆变器的控制一直是基于控制电源输出基本频率正弦波的平均值或RMS值而不是正弦波本身品质地传统方法。在这种类型的系统中，在通过读取存储在只读存储器(ROM)中的值来产生的参考波形的控制下，用恒频方波源产生的脉冲的脉宽调制生成每相的理想基本频率。将由每相逆变器切换产生的基本频率经输出LC滤波器进行滤波，使输出电压波形保持为高品质的正弦波形。这种根据基本频率正弦波的RMS值的控制方法称为闭环。但实际上，正弦波的品质和相位并没有得到调节，结果造成了开环控制。这些系统没有将由ROM读出所产生的参考波形和实际输出电源波形相比较来得到一个用于调制脉宽调制器占空比的误差控制电压，从而精确地控制具有低的总谐波畸变的基本频率交流电流的产生。
在VSCF逆变器中，基波的品质得以保持好象负载本质上是无源的，如电阻，电感，电容或者它们的结合。但是，当出现整流器负载或双向三极管开关负载时，由于整流器或双向三极管开关的开关特性引起的功率的非线性，会产生相当数量的谐波。这些非线性负载使基本频率严重畸变，导致总谐波畸变超出3％-5％这一可接受的范围。
因为用作控制参数的输出电压的RMS值在响应非线性负载时相对来说并未改变，所以，现有的VSCF逆变器控制器没有补偿表现在输出电压上由非线性负载造成的畸变。但是对大功率逆变器的控制来说，当允许驱动非线性负载时，需要提供具有总谐波畸变在前面提及的工业标准参数范围内的基本频率的高品质大功率交流电流。
为了快速响应可变电力负载，例如非线性负载，有必要使逆变器中电源开关以大于等于40KHz这样的高速度进行切换。但是目前市场上出售的IGBT这样的最好的大功率固态开关在超过40KHz时不能良好地工作。如果要求高达50次谐波的总谐波畸变在3％-5％的范围内，则有必要减小开关频率以避免高达50次谐波的过量的谐波功率。
已知现有技术中的逆变器控制器控制并响应输出功率的谐波成分。这些现有技术中的控制器分析总谐波成分并改变开关模式以减少谐波成分。这种类型的逆变器控制器改变具有50％占空比的固定频率方波的脉冲宽度以对基本频率进行脉宽调制，并且在响应检测到的谐波时进一步将谐波成分减小到可以接受的范围内。
本发明提供了一种如在VSCF系统中使用的用于产生大功率、具有低的总谐波畸变的逆变器，其中，通过计算参考电压和施加到电力负载的逆变器输出量之间的差值生成的误差控制电压被比较以产生用于调制逆变器中开关切换频率的误差控制电压。在逆变器中，至少一对电源开关的切换频率受到前述误差控制电压的控制，产生以低于现有技术的可变频率流过电力负载的可变宽度的电流脉冲并生成基本频率交流电流。单个脉冲的宽度是由时间间隔定义的，在时间间隔中，误差控制电压不超过在正偏差信号最大值和最小值之间定义的死区。生成的正偏差信号最好是与由逆变器产生的理想基波相同频率的周期信号的绝对值，在参考信号达到最大值时取最小值，在参考信号过零点处达到最大值。而且，具有前述特性的正偏差信号可以优化或任意生成。
为了达到前述3％-5％范围的总谐波畸变的工业标准，正偏差信号的幅度可以由总谐波畸变分析器的输出来控制，该分析器与表现在逆变器输出功率中的总谐波畸变成反比地减小正偏差信号动态变化的幅度。结果，当不期望的谐波成分输出功率增加时，正偏差信号的动态变化被减小，从而减小了总谐波畸变成分。结果，当总的开关频率必须提高时，仍然有可能在正常运行规定极限40KHz以下的频率范围内运行IGBT这样的大功率开关设备，IGBT代表了目前工业上在大功率逆变器中使用的最好的开关设备。
本发明对现有技术进行了改进，通过对大功率逆变器的输出功率进行真正的闭环控制，使得总谐波畸变成分达到3％-5％这样的工业限度内，同时保持最高开关频率在上述IGBT这样的现在技术大功率开关器件的上限切换频率以下。根据本发明，能够对输出负载的变化作出响应从而提高负载突然变化时逆变器的开关频率，并将开关频率保持在大功率开关设备的上限以下，同时能在规定的总谐波畸变的工业限度内运行。
图1是本发明一个实施例的框图。
图2(a)-2(e)是可以与图1的实施例一起使用的不同的波形。
图3是在图1中所用补偿器的实施例。
图4是本发明另一实施例的框图，根据表现在本发明逆变器输出中的总谐波畸变控制正偏差信号的动态幅度。
图5(a)和5(b)所示分别为当正偏差信号是正弦波和三角波时图1所示实施例的响应特性。
整个附图中，相同的附图标记表示相同的部件。
图1所示为本发明上述的逆变器系统10的方框图。带有直流电源14的传统的逆变器12为至少一对逆变器开关Q1和Q2提供直流电流，上述开关可以是任何已知的电源开关元件例如IGBT。如以下上述，逆变器控制器16控制功率开关Q1和Q2的开关状态。逆变器12的输出是从分别连接在地和电源电势E之间的功率开关Q1和Q2之间的中点18引出的。应当理解的是，图1所示的逆变器只是可以用于实现本发明的逆变器的一个可能的实施例，其他具有一对或多对在导通状态和非导通状态之间切换的开关以控制电流脉冲流动方向的逆变器也可以用来实现本发明。脉冲在直流电源E和包括如电阻R及电感L的电力负载之间流动，导致具有理想基本频率的交流电流流过前述电力负载。逆变器开关Q1和Q分别与传统的反馈二极管D1和D2并联。逆变器中点18经电阻R0和电感L0连接到滤波电容C0上以去除不期望的谐波。维持在电势E/2的电源电势E的中点20连接到也包括电阻R0和L0的滤波器的电容C0上以及连接到也与输出Vout连接的电力负载R和L上。输出Vout接到放大器22上，为控制回路提供放大的输出电势Vout来控制至少一对开关Q1和Q2的切换频率，从而产生以可变频率流过电力负载R和L的可变宽度的电流脉冲，为前述电力负载提供了基本频率交流电流。放大器22的输出连接到加法器24上，加法器24连接到也与可以由ROM或产生期望电压波形的模拟电压源生成的参考电压Vref连接。非限定地，本发明不受举例的限制，例如Vref可以是400Hz正弦交流电流。加法器24计算放大器22的输出和Vref之间的差值，在输出26上产生误差控制电压。加法器24为误差控制信号生成器。加法器24的输出26连接到补偿器28，该补偿器提供的补偿是通过包含在补偿器方块中的方程来定义的，该方块提供由具有正常运行所需要的理想稳定性的一阶微分方程定义的一阶响应。W1的值大致为2πx100KHz。常数K根据使用的具体系统而改变。
逆变器控制器16控制在第一和第二开关Q1和Q2保持导通状态之间的时间宽度，以产生持续时间电流脉冲和可变频率。逆变器控制器16响应在加法器24的输出26上输出的误差控制信号和如下面所描述的图2(c)和2(e)所示的正偏差信号，如果误差控制信号大于正偏差信号+Vb，第一开关Q1断开，经过延迟36提供的延迟，然后第二开关Q2接通；如果误差控制信号小于正偏差信号的负值，第二开关Q2断开，经过延迟36提供的延迟，然后第一开关Q1接通。延迟时间间隔由延迟36提供，目的是当开关Q1和Q2同时接通时不发生击穿现象。逆变器控制器16包括运算放大器32和34。当补偿器28的输出超过输入+Vb时，运算放大器32产生输出信号；当补偿器28的输出超过-Vb时，运算放大器34产生输出信号。延迟36的输出38和40连接到触发器42的计数输入，该触发器在响应输出38的高电平输出时产生高电平输出Q1，在响应输出40的高电平输出时产生高电平输出Q2。
应当理解的是，运算放大器32和34以及延迟36和38起到窗口比较器(双重比较器)的作用，这种比较器的功能是：如果补偿器28输出的误差控制电压高于+Vb，则经过延迟36提供的时间延迟之后，开关Q1断开且下开关Q2接通；如果误差控制电压低于-Vb，则经过延迟36提供的延迟之后，开关Q2断开且上开关Q1接通。正如下面将对图4所详细描述的，正偏差Vb的幅度范围可以通过基于设计点的仿真来选择，并且可以选为可调的以供给切换损耗优化器，该优化器检测输出Vout中总谐波畸变，然后调整正偏差Vb的动态范围幅度，从而将总谐波畸变控制在可以接受的水平内，最恰当地减小切换频率以使切换损失达到最小。
下面对图2(a)-2(e)的波形进行说明。图2(a)是电压Vref的理想波形，可以是如在VSCF型飞机中应用的400Hz正弦电压。为了保证开关Q1和Q2不以无法接受的高速进行切换，有必要在图2(a)所示的参考电压Vref达到最大和最小的同时生成正偏差信号。图2(c)所示为具有前述特性的正偏差信号的一种类型，具有在最大值和最小值之间周期变化的动态范围，由图2(b)所示的与图2(a)中参考电压Vref频率相同的余弦函数产生。众所周知，图2(b)所示的余弦函数在所有点上都是与图2(a)所示的正弦函数正交的。对图2(b)的余弦函数取绝对值，就得到图2(c)的波形，在图2(c)中：最小值对应图2(a)中参考电压Vref的每个最大值，最大值对应每个过零点。具有前述特性的正偏差信号的另一种波形也可以为图2(d)所示的三角波形，可以对其进行处理得到图2(e)所示的在最小值和最大值之间变化的该三角波的绝对值函数，其每个最小值对应波形Vref的最大值，每个最大值对应波形Vref的过零点。
在生成如图2(c)和图2(e)所示的正偏差信号时，产生了死区，在死区阶段，在误差控制电压首次超过正偏差信号或其负值而导致开关Q1或Q2第一次接通和误差控制电压超过正偏差信号的反向极限之间的时间间隔内，上开关Q1或下开关Q2将维持在“接通”状态。结果生成的死区将开关频率减小到现有技术上述的IGBT这样的大功率固态开关的开关速度内，并且总谐波畸变达到航天工业中对生成的功率所规定的3％-5％这样的可接受的限度内。
图3所示为一种适宜的补偿器28的方块图。补偿器提供超前滞后补偿以保证依照具有可接受的稳定性的一阶微分方程运行。应当理解的是，补偿器28也可以采用除图1所示以外的其它形式。非限制性地，电容C1-C4和电阻R1-R4可以使用图中所示的标准元件值。
图4所示为根据出现在图1输出信号Vout中的总谐波畸变提供补偿的本发明另一实施例的方块图。逆变器12的输出Vout连接到总谐波畸变分析器50上，该分析器的输出信号52与出现在输出Vout中的高达50次谐波的总谐波百分比成正比。代表了高达50次谐波的总谐波畸变的输出52上的信号幅度用于衡量如图2(c)和图2(e)所示正偏差信号动态范围使其在最大值和最小值之间变化的电压电平控制54。由于总谐波畸变幅度的增加，所以有必要减小开关Q1和Q2的开关频率。从以下对分别与图2(c)和2(e)所示正偏差信号相对应的图5(a)和5(b)的描述可以看出，当正偏差信号的幅度减小时，总谐波畸变也减小了。
图5(a)和5(b)所示分别为具有图2(c)所示的余弦形式的正偏差信号关于图2(a)的正弦函数参考电压Vref和图2(e)所示三角波参考电压Vref所产生的数据。产生的数据点具有3.75μsec的时间间隔。0.88欧姆的输出负载R满负荷时的额定功率是15千瓦。其他参数中，负载是完全阻抗性的，L等于88微亨，电感L的阻抗为0.1欧姆，电容C0为50微法。图5(a)和5(b)左侧的Y轴表示总谐波畸变的百分比，右侧的Y轴表示以千赫兹为单位的开关速度。X轴表示正偏差信号动态范围的相应幅度。图5(a)和5(b)中的曲线A示出开关频率随着正偏差信号动态范围幅度的增加而减小。曲线B示出总谐波畸变随着正偏差信号动态范围的减小而减小。最佳工作点是各曲线的交点C。可以看出，对于图2(c)余弦形式的正偏差信号和和图2(e)三角形式的正偏差信号来说，点C处的特性具有开关速度在20KHz以下，总谐波畸变在2％左右，这种总谐波畸变完全在可以接受的工业限度内，并且也在现有技术上述的如IGBT这样的大功率固态开关的开关响应速度之内。
虽然本发明是按照其最佳实施例来描述的，但应当理解的是：本发明在不背离由权利要求所定义的主题和范围的情况下还可以有很多变形。所有这些变形都落在权利要求的保护范围之内。