下面参照附图进行详细说明。图3是基于前面的本发明叙述的发射机的
示意图。如图3所示，该发射机包括：
数据信号产生单元102，用于产生待传输的数据；
扩展器100，用于按PN序列扩展数据信号，以产生扩频信号103；
多个跳频乘法器110，用于在每个子带中将扩频信号与载波相乘。跳频
装置110将数据信号乘以每个子带中的一个特定跳频；
多个门函数产生器120，用于通过接通/关闭每个子带的信号传输来选择
特定的子带；
组合器130，用于对来自由门函数产生器120选择的子带中的信号进行
组合；以及
RF(射频)传输单元140，用于通过无线电路径来传输组合的信号。
图4表示的是根据本发明产生的扩频波形的功率谱密度特性。图4a示出
DS扩频信号，它是在跳频阶段之前通过将数据信号与伪随机噪声(PN)序列相
乘而产生的。图4b表示的是图4a的信号在跳频之后的情形。图4b中示出了
在每个可用载频段产生的多个波形分量。图4c表示包括图4b中由门函数产
生器选择的特定波形分量的求和波形。具体地讲，例如如图4c所示，仅选择
8个波形分量中的3个(即f1、f3和f6)进行传输。
图5示出根据本发明一实施例的接收机的框图。该接收机包括：
高频接收单元140，用于将接收信号改变成基带信号；
DS解扩器150，用于通过将该基带信号与PN序列相乘而对该基带信号
带宽进行解扩，其中该PN序列与在信号传输中所用的PN序列相同；
多个门函数产生器160，用于通过在每个子带中接通/关闭信号而选择规
定的子带。该门函数产生器与在发射机中所用的门函数产生器相同；
多个去跳频装置170，用于通过将每个子带中的信号与在发射机中使用
的相同跳频相乘，来向原始频带进行去跳频；
积分和转储检测装置180，用于通过对从去跳频装置接收的扩展信号进
行积分来计算相关值。每个积分和转储检测器在每个分支中具有相同的权
值；
分集组合器190，用于将每个积分和转储检测器180中输出的信号进行
组合，并输出单个分集组合值；和
判定装置200，用于从分集组合值中估计出初始传输信号。
下面，将参照图3至10来详细描述根据本发明的并行跳变混合DS/SFH
CDMA的功能。
下面参照图3，假定用户总数为K，图3示出的是对第k个用户的示例
意性信号传输，其中1≤k≤K。假设已经采用二相移相键控(BPSK)来对数
据信号进行了调制，此时，第k个用户的数据信号bk(t)将具有持续期为Tc的
方波脉冲串，其中第n个脉冲bk(n)的幅度在nT≤t≤(n+1)T的时间间隔内具
有{1,-1}的值。
BPSK调制的数据信号然后在扩展器100上由DS扩展信号ak(t)进行扩
展。扩展信号第l个码片的幅度akl(t)在lTc≤t≤(l+1)Tc期间的值为{1,-1}。如
果假设每个数据脉冲包括N个码片，则数据脉冲时间间隔T等于T=NTc。然
后，通过从M个可用载波中选择Q个载波，而在跳频乘法器110上对DS扩
频信号进行并行跳频(FH)。
Wk,m(t)是门函数，其中k表示第k个用户，而m表示用于跳频的M个可
用载波中的第m个载波，1≤m≤M。在跳频时间jTh≤t≤(j+1)Th期间，
门函数Wjk,m(t)的取值可以是{+1,0}中的一个。也就是说，在此跳频期间，门
函数可取两个离散值{+1,0}中的一个，该值分别表示门的接通/关闭状态。门
的接通状态表示将在跳频期间传输相应的载频。
第k个用户传输的信号sk(t)用式1表示如下：
S k ( t ) = Σ m = 1 M 2 P k Q w k , m ( t ) b k ( t ) a k ( t ) cos ( 2 π f m t + φ k , m ) - - - - - - ( 1 ) ]]>
其中：
M是用作并行跳频的可用子带的数量；
Q是被选择用作并行跳频的子带数；
Pk是由第k个用户传输的功率；
bk(t)是第k个用户传输的数据信号；
ak(t)是用于对数据信号进行相乘的PN序列(即，扩展信号)；
wk,m(t)是第k个用户的第m个门函数发生器产生的门函数；
fm是由第m个跳频乘法器相乘的第m个载频；以及
φk,m是第k个用户的第m个相位分量。
图4c表示待传输的信号的功率谱密度特性，其中子带数量M=8，而所
选择的子带数量Q=3。应注意的是，每当频带不重叠并且M=Q时，本发明
的系统与多载波DSCDMA系统等效。此外，每当频带不重叠并且Q=1时，
本发明的系统等效于常规的DS/SFHCDMA系统或混合频分多址
(FDMA)/CDMA系统。
但是，在FDMA/CDMA系统中要连续保持曾经指定的载波，另一方面，
根据本发明的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统具有在每个跳变间隔进行跳
频时不连续受严重衰落影响的优点。
下面参照图5，所示的是根据本发明构成的接收机的框图。图5表示的
是从第k个用户接收到的信号，其中1≤k≤K。该信号通过Nakagami衰落
信道接收，并可用式2来描述如下：
r ( t ) = Σ k = 1 K Σ m = 1 M Σ l = 1 L 2 P k Q β k , m w k , m ( t - t k , t ) b k ( t - t k , l ) a k ( t - t k , l ) cos ( 2 π f m t + φ k , m , l ) + n ( t ) ]]>
…………(2)
其中：
M是可用子带的总数；
Q是所选择的子带的数量，其中Q≤M；
K是用户数；
L是路径数；
Pk是第k个用户的传输单元的传输功率；
bk(t)是从第k个用户的传输单元传输的数据信号；
ak(t)是在第k个用户的传输单元的直接序列(DS)扩频的扩展器中相乘的伪随机
噪声(PN)序列；
wk,m(t)是第k个用户的第m个门函数发生器产生的门函数；
fm是在去跳频乘法器中相乘的第m个载波；
βk,m,l是具有Nakagami概率分布函数的第k个用户的第m个载波的第l个路
径的衰落信道的路径增益；
tk,l是第k个用户的第l个通路的路径时延；
φk,m,l是第k个用户的第m个载波的第l个通路的相位分量，
φk,m,l=φk,l-2πfmlk,l+σk,l(mod2π)；
n(t)是具有0均值和No/2的双边谱密度的加性白高斯噪声(AWGN)。
高频接收单元140接收r(t)，从而首先在产生解扩信号的DS解扩器150
上将波形与伪随机噪声(PN)序列ak(t)相乘。然后将该解扩信号提供到多个门函
数产生器160的门函数wk,m(t)。每个门函数wk,m(t)具有对应于其在发射机上的
值的+1或0值中的一个值。然后，在积分和转储检测装置180上，在门函数
为+1的每个子带中进行相关运算。将每个相关运算结果输入至分集组合器
190，以确定初始传输数据。
图6至10是比特差错率与信噪比Eb/No的关系图，其表示可由根据本发
明的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统实现的性能优势。具体地讲，图6至
10表示采用如下一组参数计算Nakagami衰落信道的比特差错率的结果：扩频
(SS)系统的混合比、L个衰落信道、Nakagami衰落系数m、衰落衰减系数d、
用户数K、分集组合数A。应注意的是，在并行跳变系统的情况下，分集组
合值A等于频率分集数Q。并且，在直接序列系统的情况下，分集组合值A
等于路径分集组合数λ。
图6表示在一特定情况下的比特差错率，在这种情况下，衰落系数
m=0.75，用户数K=0，并且跳频带未重叠。
为了比较起见，图6进一步示出一种情况下的比特差错率，在这种情况
下，扩频处理增益为1024的DSCDMA系统的路径分集组合值λ为4和8。
图6a表示衰落衰减系数d=0(即，均匀型多径强度分布(MIP))的情况下的
比特差错率。图6b表示衰落衰减系数d=0.2(即，指数型多径强度分布)的情况
下的比特差错率。
在图6a中，可将DS处理增益N=256和频率分集数Q=4的根据本发明的
并行跳变混合DS/SFHCDMA系统看成是路径分集值λ=4的多载波DS
CDMA系统。应注意的是，频率分集数越大，则DS处理增益N=128的并行
跳变混合DS/SFHCDMA系统的比特差错率就越低。
可将DS处理增益N=256和频率分集数Q=8的并行跳变混合DS/SFH
CDMA系统看成是路径分集值λ=8的多载波DSCDMA系统。
此外，与路径分集值λ=4的DS扩频系统相比，DS处理增益N=128和
频率分集数Q=3的本发明的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统具有更低的比
特差错率。这是因为，所有用户在此DSCDMA系统中使用相同的频带，并
且其他用户的干扰效应比在并行跳变混合DS/SFHCDMA系统中的大。
图6b示出指数型多径强度分布，其中所有接收功率集中在并行跳变混合
DS/SFHCDMA系统中的路径上，并且可分辨路径数是1(即N=128)而未考虑
衰落衰减系数d。
DS处理增益N=256和频率分集数Q=4的并行跳变混合DS/SFHCDMA
系统的性能不如均匀型多径强度分布的性能，因为改善的频率分集不完全抵
消由于DS扩频处理增益的降低而引起的比特差错率恶化。
然而，N=128的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统的比特差错率低于其
路径分集组合数λ=8并且频率分集数Q≥6的DSCDMA系统的比特差错
率。
由于每个路径的信号功率中的路径分集组合特性在指数型多径强度分布
中呈指数下降，延迟路径的信号功率强度相对较低，因此，即使进行了分集
组合，但是由干扰分量的组合引起的损耗仍变得大于信号分量的组合增益。
所以，其比特差错率变得大于均匀多径强度分布的比特差错率。
图7是并行跳变混合DS/SFHCDMA系统的比特差错率与用户数K的关
系图，此处，跳频带未重叠。图7中，衰落衰减系数d=0.2(即，指数型多径强
度分布)，信噪比Eb/No为20dB 。
图7a表示衰落系数m=1的情况下(瑞利(rayleigh)衰落)的比特差错率。图
7b表示衰落系数m=3的情况下(莱斯(Rician)衰落)的比特差错率。如图7a和
7b两个图所示，N=128的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统的比特差错率低
于采用路径分集的DSCDMA系统的比特差错率。
如图7a所示，在瑞利衰落的情况下(m=1)，若比特差错率为10-6，则N=128
的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统可支持的用户数比分集组合数A=4的DS
CDMA系统所能支持的用户数约多120个。分集组合数A，在并行跳变系统
的情况下，等于频率分集数Q，而在DSCDMA系统的情况下，则等于路径
分集λ。当分集组合数A=8时，N=128的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统
与DSCDMA系统得出相同的结果。
如图7b所示，在莱斯衰落的情况下(m=3)，若比特差错率为10-5，则
N=128、分集组合数A=4、并行跳变混合DS/SFH CDMA系统可支持的用户
数比DSCDMA系统可支持的用户数约多167。当分集组合数A=8时，N=128
的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统和DSCDMA系统得出相同的结果。
对于N=128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的频率分集特性而言，
在用户数较小的情况下，频率分集(即，并行跳变频率数)越大，则比特差错率
越低。相应地，在用户数较大的情况下，频率分集越小，则比特差错率越低。
这是因为，如果频率分集数(并行跳变频率数)随着用户数K的增大而变大，则
使用相同频带的其他用户数增大。
图7中示出的结果可适用于多至约250个用户的情况，但是，从理论上
讲，有着随着用户的增多而增大比特差错率的趋向。在N=128的并行跳变混
合DS/SFHCDMA系统中，很难仅采用扩展序列的相位差来鉴别250个用户。
但是，除了在可用频率数与所使用频率数相同的情况以外，可采用并行跳频
和DS扩展序列相位差的组合来增大可鉴别用户的数量。
图8示出其衰落系数m=0.75并且跳频带重叠的并行跳变混合DS/SFH
CDMA系统的比特差错率结果。给出了对于扩频处理增益为1024的DS
CDMA系统在衰落衰减系数d分别为0.2和0.6时路径分集组合数λ=4和λ
=8情况下的比特差错率结果。图8a示出K=10时的比特差错率。图8b示出
K=30时的比特差错率。
图8表示的情况是，在对DSCDMA系统进行路径分集的情况下，当分
集组合为8而不是4而衰落衰减系数d为0或0.2时比特差错率变得较为明显
的低。亦即，在比特差错率为10-3时与分集组合数为4的情况相比，当用户
数K分别为10和30时，其值为8的分集组合分别表现出5.8dB和7.4dB量
级的信噪比优势。另一方面，在比特差错率为10-3时与分集组合数为4的情
况相比，当衰落衰减系数d为0.6并且用户总数分别为10和30时，其值为8
的分集组合分别表现出1.8dB和2dB量级的信噪比优势。这是因为，衰减系
数d变大时，大多数信号功率集中在路径前端中，因此，即使路径分集组合
数增加也不能获得高增益。
将DS CDMA系统与N=128并且跳频带重叠的并行跳变混合DS/SFH
CDMA系统相比，并行跳变混合DS/SFHCDMA系统的比特差错率更低。在
10个用户的情况下，当N=128的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统的频率分
集为8或更大时，并行跳变混合DS/SFHCDMA系统的比特差错率比DS
CDMA系统的比特差错率低。此外，在30个用户的情况下，当N=128的并
行跳变混合DS/SFHCDMA系统的频率分集为6或更大时，并行跳变混合
DS/SFHCDMA系统的比特差错率比DSCDMA系统的比特差错率低。
如果信噪比Eb/No增大时，则只有其他用户的干扰才影响比特差错率(衰
落干扰或噪声不产生影响)，所以，即使信噪比Eb/No增大，比特差错率也不
会降低。如果用户数增大到30时，与用户数为10的情况相比，表现为其本
底噪声增大。
图9表示对于其跳频带重叠、衰落系数m为1、衰落衰减系数d为0.2(指
数型多径强度分布)及信噪比Eb/No为20dB的根据本发明的并行跳变混合
DS/SFHCDMA系统，比特差错率随用户总数增加的关系。
如图9所示，N=128的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统的比特差错率
比采用路径分集的DSCDMA系统的比特差错率低。亦即，若比特差错率为
10-5,N=128的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统可支持的用户数比分集组
合数为A的DSCDMA系统可支持的用户数约多90～167。应理解的是，在
并行跳变系统的情况下，分集组合数A等于频率分集数Q，在DS系统的情
况下，分集组合数A等于λ。
比较其跳频带重叠、N=128的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统的频率
分集特性，在用户数K较小的情况下，频率分集数Q(即，并行跳频数)越大，
则比特差错率越小。此外，在用户数较大的情况下，频率分集数Q越小，则
比特差错率越小。这是因为，如果频率分集数Q(并行跳频数)随着用户数的增
大而变大，则使用相同频带的其他用户数增大。
图10中示出的是，当衰落系数m为1、信噪比Eb/No为20dB时，跳频
带重叠的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统中的频率分集数Q与比特差错率
的关系。
图10还示出其路径分集为8、扩频处理增益为1024、衰落衰减系数为
0.2的DSCDMA系统的比特差错率。比较其跳频带重叠、N=128的并行跳变
混合DS/SFHCDMA系统的频率分集特性，在用户数K小于50的情况下，频
率分集越大，则比特差错率越小。可以看出，在用户数K较大的情况下，当
频率分集数Q(即并行跳频数)较大时，比特差错率变大。这是因为，如果频率
分集数Q(并行跳频数)随着用户数K的增大而变大，则使用相同频带的其他用
户数增大。
图10中示出的是，当衰落系数m为1、信噪比Eb/No为20dB时，跳频
带重叠的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统中的频率分集数Q与比特差错率
的关系。
图10还示出其路径分集为8、扩频处理增益为1024、衰落衰减系数为
0.2的DSCDMA系统的比特差错率。比较其跳频带重叠、N=128的并行跳变
混合DS/SFHCDMA系统的频率分集特性，在用户数K小于50的情况下，频
率分集越大，则比特差错率越小。可以看出，在用户较大的情况下，当频率
分集数Q(即并行跳频数)具有6至8之间的值时，比特差错率最小。
这种最小比特差错率出现的原因是，如果频率分集数Q(并行跳频数)随着
用户数K的增大而变大，则使用相同频带的其他用户数增大，并且其他用户
的干扰影响增大。
如上所述，通过将整个频带分离成多个子带并选择部分子带，本发明并
行传输DS扩频信号，因此，本发明具有这样的效果：它的比特差错率比使用
路径分集组合的DSCDMA系统的比特差错率低。此外，通过随在每个跳变
间隔上传输的载波的变化而跳变，本发明还具有在时变信道中的附加频率分
集的效果。
应理解的是，本发明可采用多种实施例来构成，下面的列表示出优选实
施例的一些要素。
(1)本发明的发射机最好包括：
数据信号产生单元，用于产生待传输的数据信号；
直接序列(DS)扩展器，用于通过将数据信号与伪随机噪声(PN)序列相乘
而扩展传输带宽，从而产生扩频信号；
多个跳频乘法器，用于将扩频信号与多个子带中的载波相乘；
多个门函数产生器，用于通过接通/关闭每个子带的信号传输来选择规定
的子带；
组合器，用于将来自由多个门函数产生器选择的子带的信号进行组合；
以及
RF(射频)传输单元，用于通过无线电路径来传输组合的信号。
(2)最好，将第k个用户传输的数据信号bk(t)根据扩展信号ak(t)来扩展，
扩展信号ak(t)是在用于DS扩频的扩展器中产生的持续期为Tc的方波脉冲
串。
(3)最好，扩展信号alk(t)在lTc≤t≤(l+1)Tc的时间间隔内的值为1或-1，
alk(t)是扩展信号alk(t)的第l个脉冲的幅度。
(4)最好，多个跳频乘法器(在每个子带)通过将数据信号载波与在频率合
成器中产生的跳频相乘，而对每个子带中的数据信号载波进行并行跳变操
作。
(5)最好，多个门函数产生器在每个子带上随机地产生接通/关闭信号，以
仅传输那些已经随机确定为“接通”的信号。
(6)最好，在这里对第m个子带中的第k个用户限定的门函数wk,m(t)在跳
频时间期间jTh≤t≤(j+1)Th具有的值为{+1,0}中的一个值，并且Q为“1”，
M-Q为“0”，并通过随机确定子带来产生接通/关闭信号。门函数wk,m(t)是在
第k个用户的第m个门函数产生器中产生的，其中t是时间间隔，j表示第j
个跳变，Th表示跳频时间，M是子带总数，Q是从M个可用子带中选择作
为用来进行并行跳变的跳频数的子带数。
(7)最好，第k个用户传输的信号sk(t)表示为：
Σ m = 1 M 2 P k Q w k , m ( t ) b k ( t ) a k ( t ) ( t ) cos ( 2 π f m t + φ k , m ) ]]>
其中，M是子带总数；Q是从所有M个子带中被选择用来进行并行跳频的
的跳频数的子带数；Pk是第k个用户的传输单元的功率；bk(t)是第k个用户
传输的数据信号；ak(t)是在第k个用户的用于DS扩频的扩展器中进行相乘的
PN序列；wk,m(t)是在第k个用户的第m个门函数发生器中产生的门函数；fm
是在跳频装置中相乘的第m个载波；以及φk,m是第k个用户的第m个相位分
量。
(8)最好，发射机将整个频带分离成多个子带，并选择一个子集的子带来
并行传输直接序列扩频信号。
(9)最好，发射机的操作与可用子带数与所选子带数相等并且各子带不重
叠情况下的多载波直接序列码分多址系统的操作相同。
(10)最好，发射机的操作与所选子带数为1并且各子带不重叠情况下的混
合直接序列/慢跳频扩频系统的操作相同。
(11)最好，发射机以这种方式构成，即在用户数较小的情况下，通过根据
并行跳频数的增大而增加频率分集组合，来降低比特差错率。
(12)最好，发射机以这种方式构成，即在用户数较大的情况下，通过根据
并行跳频数的降低而减少频率分集组合，来降低比特差错率。
(13)最好，在频率分集数的取值在6至8范围内时，比特差错率最低。
(14)最好，发射机可分别支持跳频带重叠和不重叠的两种情况。
(15)最好，发射机的构成能够通过每个用户使用彼此不同的频带来减少对
其他用户的干扰影响。
(16)最好，通过采用用于改变在每个跳变间隔传输的载波的跳变技术，发
射机可在时变信道中获得附加的频率分集效果。
(17)最好，本发明的接收机包括：
高频接收单元，用于将接收信号变成基带信号；
直接序列(DS)解扩器，用于通过将基带信号与伪随机噪声(PN)序列相乘
而解扩带宽，其中PN序列与发射机中的PN序列相同，并且由高频接收单元
改变基带信号；
多个门函数产生器，用于通过在每个子带上接通或关闭所选信号，来选
择规定的子带，其中该多个门函数产生器与发射机中的门函数产生器相同，
并且由DS解扩器对信号进行解扩；
多个去跳频乘法器，用于通过将每个子带的信号与跳频相乘而对初始频
带进行去跳频，其中该跳频与发射机中的跳频相同，并且由多个门函数产生
器来选择信号；
积分和转储检测装置，用于在数据传输时间期间，通过对由多个去跳频
装置去跳频的信号进行积分来计算相关值；
分集组合器，用于将由积分和转储检测装置积分和转储检测的信号与每
个分支的权值相组合；以及
判定装置，用于从分集组合值中估计初始传输信号。
(18)最好，分集组合器通过对每个并行跳变载波进行频率分集组合来补偿
衰落分量。
(19)最好，从高频接收单元接收到的r(t)信号表示为：
r ( t ) = Σ k = 1 K Σ m = 1 M Σ l = 1 L 2 P k Q β k , m , l w k , m ( t - t k , t ) b k ( t - t k , l ) a k ( t - t k , l ) cos ( 2 πf m t + φ k , m , l ) + n ( t ) ]]>
其中：M是所以子带的总数；Q是从所有M个子带中选择用来进行并
行跳变的跳频数的子带数；K是用户数；L是路径数；Pk是第k个用户的传
输单元的传输功率；bk(t)是从第k个用户的传输单元传输的数据信号；ak(t)
是在第k个用户的传输单元的用于直接序列扩频的扩展器中相乘的PN序列；
wk,m(t)是第k个用户的第m个门函数发生器产生的门函数；fm是在去跳频装
置中相乘的第m个载波；βk,m,l是第k个用户的第m个载波的第l个路径的
衰落信道的路径增益；tk,l是第k个用户的第l个通路的路径时延；φk,m,l是第
k个用户的第m个载波的第l个通路的相位分量；n(t)是加性白高斯噪声。
(20)最好，接收机将整个频带分离成多个子带，并从整个子带中选择部分
子带，然后并行传输直接序列扩频信号。
(21)最好，接收机的操作与子带总数与所选子带数相等并且各子带不重叠
情况下的多载波直接序列码分多址系统中的操作相同。
(22)最好，接收机的操作与所选子带数为1并且各子带不重叠情况下的混
合直接序列/慢跳频扩频系统中的操作相同。
(23)最好，接收机以这种方式构成，即在用户数较小的情况下，通过根据
并行跳频数的增大而增加频率分集组合，来降低比特差错率。
(24)最好，接收机以这种方式构成，即在用户数较大的情况下，通过根据
并行跳频数的降低而减少频率分集组合，来降低比特差错率。
尽管本发明适于各种修改和替换形式，并且以示例形式在附图中示出并
详细描述了本发明的具体实施例，但是应明白的是，本发明并不局限于所公
开的特定形式，相反，本发明覆盖落入由所附权利要求限定的本发明精神和
范围内的所有修改、等效和替换。