自适应数据限幅器 本发明一般涉及一种数据通信系统并且尤其涉及一种基于具有动态选择运算参数的峰值检波器的自适应数据限幅器。
在电子领域中众所周知，数据限幅器通常用于通信接收机以复原在解调器输出端的数字数据。例如，在用于依据蓝牙技术规范构成的通信系统中的频移键控(FSK)接收机中，解调器通常是作为在某个中间频率(IF)工作的频率鉴别器来实现的。鉴频器的功能是从IF信号中恢复原始基带信号。
在典型系统中，在解调器输出端的信号可作为(1)用于传输由发射机发射的数据的原始基带信号，(2)由无线信道提供的附加噪声和干扰，和(3)由信号通过的实际电路造成地失真的组合表示。在解调器的输出端，称为‘数据限幅器’判定电路用于典型地转换基带信号为数据比特流。数据限幅器的目的是执行这个转换以便数据比特的内容与原始发送的数据的内容尽可能匹配。
除了再生具有最小误码率(BER)的发送数据之外，数据限幅器能够克服信号的性质或特性的变化。这种变化可能由从多个发射机接收信号引起的并可能包括在调制因数和载波频率误差的变化，例如偏移。因此，希望有一个自适应的确定限幅阈值(用于与基带信号相比较)而不是固定在一个预定电平上的数据限幅器。每个接收的信息包的最佳的限幅阈值电平应独立地确定并应适应在整个信息包的接收过程中以补偿在其传输期间可能的频率的偏差。
如上所述，在通信系统中的被接收信号的频率偏移和其他参数能够影响在解调器输出端(例如，在FM鉴频器的输出端)复原的基带信号的DC电平。因此，最佳限幅阈值不是固定的并典型地随时间变化。根据本申请，在报头期间，通常在信息包的起始端对于能足够动态的和自适应的确定每个接收的信息包的数据限幅的最佳阈值的限幅电路，它是优选的和有时是必须的。
但是，随着今天采用有缩短的长度和缩短的时隙的信息包的无线通信系统的出现，这对于现有技术的限幅电路来说变得难以实现。例如，用在蓝牙协议中的信息包包括一个短的4-比特前置码并利用扩频跳频方案发送，其中间隙时间为625μs。高的跳频率，短的间隙时间和短的前置码要求用于数据限幅器能够非常快速的适应产生接收的数字数据的限幅判定阈值。
在另一方面，为了使在复原的信息包的有效负载内容中的BER最小，限幅阈值应保持在最佳值附近有微小变化。然而，这，引起与限幅阈值的确定相关的时间常数的不一致要求。在另一方面，希望在信息包捕获期间(例如，在前置码期间等)有快速适应的限幅阈值，并且在另一方面为了使BER最小，希望在接收有效负载期间缓慢适应的限幅阈值。
例如，在蓝牙协议中，在访问码前加上有效负载使之能够允许较高的BER。因此，在访问码的接收期间希望确定最佳限幅阈值电平，即使BER可能相当高。在检测到一个有效的访问码后，在接受信息包的有效负载部分期间，如果限幅器能够利用较长的时间常数而产生一个更稳定的限幅电平是被希望的。
现在介绍现有技术中自适应限幅电路的几个例子。在图1中举例说明利用RC组合使输入电压平滑的第一现有技术的数据限幅器电路的方框图。一般地标以10的，该数据限幅器，包括一个限幅比较器16和一个由值R的电阻12和值C的电容14组成的RC组合。在实施中，RC起着平滑输入电压VIN的作用，以便将电压随时间的平均值输入到运算放大器的反相终端。其原理是随时间变化，电容起着平滑输入电压的作用。随着时间的过去，跨接电容的电压表示输入电压的平均值并被作为确定输出数据的阈值或限幅电压使用。限幅比较器的作用在于比较输入电压和跨接电容产生的平均电压。如果输入电压较大，输出一个“1”，并且如果输入电压较低，输出一个“0”。
这种数据限幅器电路的一个缺点在于不能快速地适应具有相当短的长度的信息包。只有当电路配置为缓慢地适应并利用含有实质上相等数量的0和1的长的信息包才能实现最佳性能。对于那些包含长的1或0的序列的短的信息包电路的性能严重地降低。在这种电路中，就BER而言快速时间常数C的使用导致降低的性能并可能导致失去同步。
在图2中举例说明利用DC阻隔电容器的第二现有技术的数据限幅器电路的方框图。一般地标以20的数据限幅器，包括一个限幅比较器26(硬限幅器或1位A/D)，值C的电容22和值R的电阻24。在实施中，由于从输入电压中减去跨接电容的电压，电容器消除了DC电平。跨接电阻的输入电压在零左右摆动。为了产生输出数据，跨接R的电压与可能包括一个固定在地电平的电压的限幅电压相比较。既然电容的作用在于消除DC，任何波动都表示信号的峰值。电压摆动在地电压之上时限幅比较器输出一个‘1’并且在摆动低于地电压时输出‘0’。
这种电路的缺点与上面描述的第一现有技术限幅器的那些缺点相似，电路不能快速地适应有相当短的长度的信息包。只有以缓慢地适应，例如长的时间常数C，和当利用含有实质上相等数量的0和1的长的信息包才能实现高性能。对于那些包含长的1或0的序列的短的信息包电路的性能严重地降低。在这种电路中，就BER而言快速时间常数C的使用导致降低的性能并可能导致失去同步。
在图3中举例说明利用两个并联的二极管的第三现有技术的数据限幅器电路的方框图。一般地标以30的数据限幅器，包括一个限幅比较器38，二极管32,34和值C的电容36。在工作中，电容器通过二极管充电和放电以便其电压跟踪输入信号的峰值的平均值。对于电路的最佳操作来说，输入信号的峰-峰值电压最好是二极管压降的两倍(例如，对于0.6V硅二极管VP-P为1.2V)。因此，输入信号的振幅被调整使之与二极管的正向偏置电压有直接关系。
这种电路的一个缺点在于随着输入信号的峰-峰值电压的变化电路的性能(BER对Eb/No或SNR的测量)下降。
考虑到在输入信号包括一个FM鉴频器输出的情况。在这种情况下，调制指数的变化、鉴频器增益的变化和由信道和/或接收机电路本身产生的附加噪声可能引起输出电压峰-峰值的变化。
甚至在这种变化没有发生和没有附加噪声的情况下，然而，由于被发送数据本身也能发生性能的降低。换句话说，由于在信号中固有ISI，基带电路恢复的峰值(例如，通过鉴频器)随着发送的数据而变化。在上面提供的数据限幅方案的所有的三种现有技术中，只有当被发送的数据中包含的0和1的数量实质上相等才能实现最佳电路操作。另外，在长的周期之后和当电路配置具有相对长的时间常数时实现最佳性能。在所有的三种电路10,20,30中都是使用相对大的电容来实现长的时间常数。因此，只有在被发送的信息包或消息是相对长的和内容包括的0和1的数量基本相等的情况下现有技术电路才能良好的工作。
在发送的信息包相对的短并且0和1的数量不是必定相等的情况下，现有技术电路的BER性能严重地降低。然而，当环境不满足这些条件时图3的电路有适当的性能下降。例如，由蓝牙协议规定的发送信号的相对短的前置码和短的信息包长度不允许在数据限幅器中使用大的时间常数。大的时间常数的使用对输入限幅比较器的限幅电压的平滑有帮助。然而，由于性能的下降预防他们的使用，例如用在蓝牙协议中使用的短的信息包。
一种自适应数据限幅器能够利用数字抽样和处理数字化地实现。然而，当数据限幅器和收发信机一起集成在单个集成电路上时，这样的数据限幅器将有可能消耗相当大量的电流，占据大面积的硅并且当高数据率时，例如蓝牙的1M比特/秒可能是噪声源。
本发明是一种自适应数据限幅器，其功能是通过产生用于判定电路的最佳限幅阈值适应输入信号的改变。该数据限幅器利用两个峰值检波器：(1)一个最大峰值检波器用于检波典型的对应于在发送数据中的1的序列的输入信号的最高电平和(2)一个最小峰值检波器用于检波典型的对应于在发送数据中的0的序列的输入信号的最低电平。平均峰值检波器的输出得到最佳限幅阈值。接着用阈值确定接收的数字数据。
数据限幅器结合自适应电路，该电路操作以在两个峰值检波器中动态地调整保持电路的放电率。放电处理器的作用在于产生用于控制两个检波器的放电率的控制信号，例如时间常数或放电电流。在最小峰值检波器向供电电压放电的时候，最大峰值检波器向接地端放电。
依照所选择的特殊函数产生控制信号以显示想要的放电特性。在两个检波器的输出信号之间输入的函数是不同的。因此，数据限幅器能快速适应信号参数或条件的变化同时维持高性能。可选择函数以提供任何想要的放电特性。注意对于本发明可以使用线性的和非线性两种的函数。
给出了一种简化的放电处理器的例子，其中当两个峰值检波器的输出信号偏离大于一定的阈值时放电率以一个预先确定的数量加速。另外，当两个峰值检波器的输出信号偏离低于一定的阈值时，放电被禁止。
在这里给出的自适应数据限幅器的好处包括(1)允许它在一个集成的RF收发信机中模拟执行而不用数字处理和与之关联的缺点，(2)在实现该自适应数据限幅器中所需要的硅的面积和电流消耗是完全合理的，(3)接收信号的高性能(例如，低的BER)显示信号特性的变化，和(4)由于数据限幅器适应输入信号的改变的故障，实质上没有信息包的丢失。
该自适应数据限幅器适用于多种通信系统。特别地，本发明适于用在使用FSK调制的通信系统。特别地，本发明适于用在依据蓝牙技术规范构成的FSK接收机或DECT兼容的通信系统中。在这种情况下，输入到自适应数据限幅器的信号包括接收机的FM鉴频器部分的输出或任何其他种解调器的输出。
因此依据本发明提供了用于从输入信号中产生数字信号的自适应数据限幅器，包括一个最大峰值检波器，用于检波输入信号的最高电平并从此产生一个最大峰值检波信号，一个最小峰值检波器，用于检波输入信号的最低电平并从此产生一个最小峰值检波信号，一个第一放电电路，适于依据一个或多个放电控制信号将最大峰值检波器信号对地放电，一个第二放电电路，适于依据一个或多个放电控制信号将最小峰值检波器信号对供电电压放电，一个处理器，适于依据一个最大峰值检波信号和最小峰值检波信号的函数产生一个或多个放电控制信号，求平均值装置，用于产生代表最大峰值检波信号和最小峰值检波信号的平均值的平均信号，和判定装置，用于比较输入信号与平均信号以便当输入信号大于平均信号时产生一个‘1’和当输入信号小于平均信号时产生一个‘0’。
依据本发明也提供了一种自适应地数据限幅一个输入信号并从此产生数字数据的方法，该方法包括以下步骤：检波输入信号的最高电平并从此产生一个最大峰值检波信号，检波输入信号的最低电平并从此产生一个最小峰值检波信号，依据其输入包括最大峰值检波信号和最小峰值检波信号的第一函数将最大峰值检波器信号对地放电，依据其输入包括最大峰值检波信号和最小峰值检波信号的第二函数将最小峰值检波器信号对供电电压放电，产生一个表示最大峰值检波信号和最小峰值检波信号的平均值的平均信号，和比较输入信号与平均信号以便当输入信号大于平均信号时产生一个‘1’和当输入信号小于平均信号时产生一个‘0’。
依据本发明进一步提供一种频率调制(FM)通信接收机，包括接收机前端，用于将从一个信道接收的信号转换为一个中频(IF)信号，一个IF滤波器，耦合到接收机前端并适合于滤波IF信号，一个FM解调器，适于将IF滤波器的输出转换为一个基带信号，一个基带滤波器，耦合到FM解调器并适合滤波基带信号，和一个自适应数据限幅器，包括分别地用于检波基带信号的最高和最低电平并产生一个最大峰值信号和最小峰值信号的装置，平均装置用于产生一个表示最大峰值检波信号和最小峰值检波信号的平均值的平均信号，判定装置，用于比较基带信号与平均信号以便当输入信号大于平均信号时产生一个‘1’和当基带信号小于平均信号时产生一个‘0’，和依据最大峰值信号和最小峰值信号的一个函数将最大峰值信号对地线放电和将最小峰值信号对一个供电电压放电的装置。
在这里将参考附图仅通过举例描述本发明，其中：
图1是举例说明利用RC组合平滑输入电压的第一现有技术的数据限幅器电路的方框图；
图2是举例说明利用DC阻隔电容器的第二现有技术的数据限幅器电路的方框图；
图3是举例说明利用两个背对背的二极管的第三现有技术的数据限幅器电路的方框图；
图4是举例说明依据本发明构成的示例的自适应数据限幅器的方框图；
图5是更详细的举例说明本发明的自适应数据限幅器的一个实施例的方框图；
图6是更详细的举例说明放电处理电路的一个实施例的方框图；
图7是举例说明结合依据本发明构成的数据限幅器的示例的接收机的方框图；
图8是举例说明鉴频器，峰值检波器和限幅电平的输出的波形图；
图9是举例说明本发明的数据限幅器的BER性能与利用最佳限幅电平的理论上的固定限幅器比较的图。
总的说明
本发明是一种自适应数据限幅器，它利用两个峰值检波器，借此依据一个特殊的函数整体上改变信号保持元件的电压。充电和放电电路的时间常数能够响应一个自适应时间常数选择机制动态地改变。这允许数据限幅器使用短的时间常数快速适应变化的信号参数，同时使用长的时间常数维持增强的性能。
在图4中示出说明依据本发明的一个优选实施例构成的示例的自适应数据限幅器电路的方框图。一般地标以40的该自适应数据限幅器，包括一个最大峰值检波和保持电路42，一个最小峰值检波和保持电路44，放电处理电路48，最大放电电路50，最小放电电路52，等分器54、56，加法器58和比较器60。
到限幅器的输入可以是任何信号，因此确定希望的数字数据流。为了举例说明本发明的原理，在一个频率调制(FM)通信系统中的接收机，例如，一个频移键控(FSK)接收机情况下描述数据限幅器。因此，输入到数据限幅器40的信号包括从一个FSK接收机中的基带处理器输出的信号。注意，对于通信技术领域的技术人员应理解本发明的数据限幅器同样能够用于多种其他的通信系统。
在实施中，数据限幅器电路40包括两个峰值检波器，用于检波基带处理器输出的信号的峰值。该峰值检波器最好由存储器元件例如电容构成。一个检波器(最大峰值检波器42)适于检波输入信号的最高电平(用VMAX表示)，例如当接收的信号包含许多相邻的1时。另一个检波器(最小峰值检波器44)适于检波输入信号的最低电平(用VMIN表示)，例如当接收的信号包含许多相邻的0时。两个峰值检波器42、44的输出由二等分器54、56二等分并随后通过加法器58相加。
二等分器54、56和加法器58的组合的作用在于产生最大和最小峰值检波信号的平均值。这个平均电压代表用于判定电路60的最佳限幅电平。最佳阈值VTH-OPT可用下面所示的方程式1表示。VTH-OPT=VMAX-VMIN2------(1)]]>加法器的平均输出形成由包括一个比较器的判定电路60使用的阈值。输入的基带信号与最佳阈值比较并操作比较器当基带信号低于阈值时产生一个‘0’和当高于时产生一个‘1’。
如在下面将作更详细地表示的，最大和最小峰值检波器最好基于电容构成，其作用在于保持检波到的峰值电压值。由于噪声和干扰的影响可能导致瞬间的峰值超过接收信号的峰值，一个放电电路用于经常地给电容放电。最大峰值检波器输出的峰值信号通过适于对地放电的放电电路50放电，同时最小峰值检波器输出的峰值信号通过适于对供电电压例如VCC放电的放电电路52放电。
放电电路50、52由放电处理电路48产生的一个或多个控制信号46、47控制。处理电路适合于根据一定的函数控制两个放电电路的放电率。因此，函数的一个输出可包括控制放电电路加速速度的加速信号。该函数可以是预先确定的和固定的或可在动态基础上设置。该函数以最大和最小峰值信号VMAX、VMIN作为输入。此外，放电处理电路的第二个输出是一个冻结放电电路的放电率的禁止信号。
注意用于确定放电电路的放电率的函数可以包括任何期望性质和特性，例如，可以是线性的或非线性函数二者之一。在下文详细给出了应用非线性函数的放电处理器的例子。
在图5中所示的是详细地举例说明本发明的自适应数据限幅器的一个实施例的方框图。一般地标以70的该数据限幅器，包括一个最大峰值检波和保持电路72，一个最小峰值检波和保持电路86，加法器104，判定电路110，放电处理器84，最大放电电路96和最小放电电路100。
在实施中，该最大峰值检波器72包括通过它的非反相输入连接到输入的基带信号的一个放大器或比较器74，电容器80和NPN晶体管78。当基带信号高于电容电压时，晶体管导通允许电容通过电阻76从VCC充电。最大峰值检波器的输出电压VMAX从跨接在电容器80上得到。能够通过转换不同的电阻R的值来改变电容C的充电率。
同样地，最小峰值检波器86包括通过它的非反相输入连接到输入的基带信号的一个放大器或比较器90，连接到VCC的电容88和PNP晶体管92。当基带信号低于电容电压时，晶体管导通允许电容通过电阻94对地放电。最小峰值检波器的输出电压VMIN在电容88和地之间得到。能够通过转换不同的电阻R的值来改变电容C的充电率。
可替代地，最大峰值检波器可以利用由连接到VCC的恒流源代替具有电阻的N-沟道FET构成。同样，最小峰值检波器可以选择的由连接到地的利用由恒流源代替具有电阻的P-沟道FET构成。
放电处理器使用一个特定函数，分别地产生最大和最小放电电路96、100的加速放电控制信号85和禁止放电控制信号87。加速和禁止放电控制信号从最大和最小峰值检波信号VMAX、VMIN中导出。最大放电电路96包括连接在最大峰值检波器的输出和地线之间的一个恒流源98。最小放电电路包括连接在最小峰值检波器和VCC之间的一个恒流源102。
最大和最小峰值检波器信号在包括值R的电阻106、108的加法器104中求平均以便在共同节点上的电压代表两个检波器信号的平均值，象上面的在方程式1表示的一样。加法器104的输出是最佳限幅阈值并被用在判定电路110中以产生数字数据输出流。判定电路110可以包括比较器或其他合适的判定装置。
象上面先前描述的一样，放电电路的作用在于在峰值保持器内经常地为电容器放电以补偿超过接收信号峰值的瞬时峰值。信号本身的变化影响数据限幅器的性能。这些信号的变化可由多种因素引起的，其中一些包括：调制指数的变化，频率误差，频率固定偏差，干扰，连续的零或一的发送，低的SNR，取决于协议-信息包之前的空闲发射时间不足，等等。
另外，所用的特定接收机参数的变化可能影响数据限幅器的性能。一些示例接收机参数包括：IF滤波器中心频率、IF滤波器带宽、基带增益、频率转换准确度和基带角频率。
在图6中所示的是更详细的举例说明放电处理电路的一个示例的实施例的方框图。放电处理器和相关电路用于防止信号和接收机二者的变化。示例的放电处理器一般地标以120，是一个实例的放电处理器，其包括用于产生放电控制信号的非线性函数。处理器120包括差分电路126和两个比较器122、124。差分电路的输入包括最大和最小峰值检波器(图5)分别地输出的VMAX和VMIN信号。差分电路126的作用在于产生最大和最小峰值检波信号的差值(由VMAX-VMIN表示)。
在实施中，当最大和最小峰值检波信号之间的差值超过由VTH-MAX表示的预先确定的最大阈值电压时，峰值保持电容的放电率增加。例如，假定期望的基带信号的峰峰值是0.5VP-P，因此标称差电压是0.5V。VTH-MAX能够设置轻微高于这个值，例如在0.55V，并且在峰峰电压超过这一阈值时，放电率能够由用户以一个可配置的确定数量加速，例如，正常速度的30倍。因此，在在这种方式下，减小由噪声尖峰信号或干扰引起的数据限幅器的降低。最大峰值检波信号的急剧增加或最小峰值检波信号的急剧降低是由峰值检波电路中各自的电容器的放电率的加速补偿。应当注意在最小峰值检波器向VCC放电时，最大峰值检波器向地放电。
放电处理器也包括完全禁止峰值检波器保持电路放电的装置。当在最大和最小峰值检波信号之间的差值下降到低于由VTH-MIN表示的预先确定的最小阈值电压时，放电被禁止。例如，当接收到大量的连续的零时，这将发生。利用上面的例子，其中期望的基带信号的峰峰值VP-P是0.5V，如果VTH-MIN设置为0.25V，一旦两个峰值检波器的电压之间差值降到低于这个值，放电将被禁止，例如，其结果接收许多连续的1或0。
应当注意在优选实施例中，由于不知道哪一个峰值检波输出信号超过该阈值，放电率的加速的控制信号被馈送到最大和最小放电电路二者。同样地，当禁止放电率时，由于不知道哪一个峰值检波输出信号是下降的，控制信号被馈送到最大和最小放电电路二者。
在一个可供选择的实施例(未示出)中，分开组的阈值(例如，一个最大值和一个最小值)可用在最大和最小峰值检波器中，每个组有与其相关的独立的控制信号。当关于在电路的输入端的恢复的基带信号的DC电平较不清楚时，这个实施例特别有用。
根据这个可供选择的实施例，该自适应数据限幅器包括用于最大的例如，正的峰值检波器放电的加速的第一阈值，和用于最小的例如，负的峰值检波器加速的第二阈值，。应当注意第一和第二阈值二者可以是固定的或可配置的。因此，最大和最小峰值检波器的放电率的加速分别的控制，而不是与图4中说明的实施例一致。
此外，峰值检波器电路可能适于提供一个“保持”输入(未示出)，借此一个外部处理器可在数据限幅器中激活保持模式。在这种情况下，最大和最小阈值VTH-MAX和VTH-MIN保持恒定在通过接收信息包的前置码获得的值上。例如，在蓝牙协议兼容的信号的情况下，在检测到访问码之后保持模式可以被激活并假定限幅器设置为最佳限幅电平。
可选择两种可选择的保持模式之一。第一保持模式作用在于通过增加其放电时间常数放慢峰值检波器保持电路的操作。这个允许数据限幅器去跟踪该信号可能出现的任何慢的频率下降，同时抑制附加噪声对提供到判定电路的限幅的影响。第二模式是完全“冻结”放电电路(例如，完全断开峰值保持电路和放电电路)，这有助于(1)改进相对短的信息包的性能，其中频率下降是可以忽略的，或(2)具有从调制器始发的的长信息包，其中没有频率下降发生。
由于峰值检波器保持电路是基于固定电容器的，为了使数据限幅器处于‘保持’模式(例如，慢跟踪)，时间常数能够通过接入一个大的电阻到电路增大。在冻结模式期间，电容器完全从充电和放电电路断开。另外，该电路能支持在电容两端施加任意电压强制跨接以便建立任何期望的限幅电平。这个有益于测试目的和通过启动由自适应数据限幅电路获得的性能与利用由外部电压设定的固定限幅电平的获得的性能的比较用于确定最佳限幅电平。
作为选择的，在最大和最小峰值检波电路中的放电电路可以利用恒定的或可变的电流源以类似于实现最大和最小放电电路的方式实现。利用低数量的电流允许使用较小值的电容器，可实现在集成电路形式中，以便建立等效的长时间常数。通过调整电流源的输出电流可以改变放电率，类似于实现最大和最小放电电路。这是与通过转换与电容串联的电阻的值改变放电率相反的。
应用到一个FSK接收机
在图7中所示的是举例说明结合依据本发明构成的数据限幅器的示例的接收机的一个例子的方框图。该接收机一般标以130，包括一个接收机前端134，适于接收来自信道132的信号。应当注意该信道可能包括任何适当的媒介例如无线RF、IR、双股绞合线、同轴电缆等。在当信道是无线RF的情况下，该接收器前端包括适于接收发送的信号的一个适当的天线、放大器、滤波和频率变换。
接收器前端134的作用在于将从信道接收的RF信号转换为IF信号。该IF信号通过IF滤波器136滤波并输入到FM解调器138。该FM解调器的作用是将已滤波的IF信号转换为基带。该基带信号通过基带滤波器140滤波并随后输入到依据本发明构成的自适应数据限幅器142。应当注意已滤波的基带信号的DC电平的变化对应于载波频率值的不准确度。数据限幅器的输出是代表原始基带信号的数字数据流。
在图8中所示的是举例说明在数据限幅电路中发现的典型波形的波形图。波形156表示包括噪声和干扰的已调制的基带信号。应当注意在所示波形中没有空闲周期，即接收的第一比特前有噪声而没有表示非调制载波的DC电平。波形158表示与在给出频率(例如，标称IF加上一个频率误差)的一个非调制载波的DC电平对应的最佳限幅电平。波形154表示由自适应数据限幅器产生的限幅阈值电平。波形150表示由最大峰值检波器产生的电压，而波形152表示由最小峰值检波器产生的电压(例如，跨接在最大和最小峰值保持电容上的电压)。Y轴表示振幅，而X轴用微秒表示时间。
一个调制指数h=0.32被用于产生这些波形，充电τ=2μs，放电率=1mv/μs，放电加速系数为30，加速阈值为110％和保持阈值为50％。
直到大约15微秒的基带信号的第一部分(波形156)包括来自前一级典型的是鉴频器的输出的随机噪声，作为没有输入信号即静噪载波的结果。这导致数据限幅器初始化它的最大和最小峰值检波器为不对应该信号的峰值也不对应它们(例如，标称峰值到峰值振幅)之间的差值的值。输入信号的这部分利用本发明的加速放电特性处理。结果，一旦初始周期结束和鉴频器的输出反射接收的信号，数据幅器限更快地准备接收数据。
应当注意由数据限幅器产生的限幅电平在连续26个零点的组的期间展示相对较小的下降，其26微秒的时间间隔以标号155表示。在由标号151表示的时间例子中，由于在峰值保持电路上的电压之间的差值在那个瞬时时间超过VTH-MAX，限幅电平的倾斜是更陡峭的。另外，一个自动关闭(或放电禁止)说明在时间70微秒接近26个零的序列的端点。
在图9中所示是举例说明根据本发明构成的数据限幅器的BER性能与固定理论的固定限幅器比较的图。波形160表示利用本发明的自适应数据限幅器获得的BER曲线。波形162表示为了比较给出的参考BER曲线。它表示当使用最佳限幅电平时获得的仿真结果。应当注意利用精确的接收信号的中心频率确定最佳限幅电平。Y轴表示BER和x轴用dB表示SNR(Eb/No)。
指出自适应数据限幅器的性能降低小于1dB是非常重要的。例如，对于相同的2×10-4的BER，自适应数据限幅器需求的SNR只比固定在中间电平的限幅器高1/2dB。用另一个方式说明，对于相同的18dB的SNR，自适应数据限幅器的BER大约只比固定在中间电平的限幅器的BER高1.5×10-4。
落在本发明精神和范围内的所附的权利要求打算覆盖本发明所有的特点和优点。本领域普通技术人员可以很容易作出众多的改进和变换，希望本发明不限于上面描述的几个实施例。因此，容易理解可利用所有的合适的变化、改进和等效，落在本发明精神和范围内。