振荡器和压控振荡器本发明涉及振荡器和压控振荡器，特别涉及具有表面声波谐振器的振荡器
和压控振荡器。
图12为表示普通Colpitts压控振荡器(VCO)结构的电路图。
在图2中，Coplitts VCO包括振荡电路60、缓冲器电路66以及用于将振
荡电路60与缓冲器电路66耦合的耦合电容67。正当电路包括60包括表面声
波(SAW)谐振器51、NPN晶体管52、电容53-56、可变电容57和电阻元件58
和59。缓冲器电路66包括NPN晶体管61和电阻元件62-65。
振荡电路60的振荡频率取决于SAW谐振器51的谐振频率和振荡电路60
的电容。由于可变电容57的电容随振荡电路60上输入电压VI的变化而变化，
所以振荡电路60的振荡频率也是变化的。因此，通过调整输入电压VI可以获
得包含所需频率的输出信号VO。该振荡电路广泛用作电视调谐器、便携式通
信设备等的基准信号发生器。
图13为普通差分LC VCO电路图。在图13中，差分LC VCO包括并联LC
电路71、电阻元件74和75、NPN晶体管76和77以及压控电流源78。包含并
联的电感器72和电容73的并联LC电路71连接在NPN晶体管76和77的集电
极(分别为节点N71和N72)。NPN晶体管76和77的集电极分别经电阻元件74
和75连接至电源Vcc的功率线上。NPN晶体管76和77的基极分别与NPN晶
体管77和76的集电极连接。NPN晶体管76和77的发射极经压控电流源78
与具有地电位GND的接地线相连。
差分LC VCO的振荡频率取决于并联LC电路71的并联谐振频率和每个与
并联LC电路71并联的NPN晶体管76和77的内部电容。由于每个NPN晶体管
76和77的电容随通过NPN晶体管76和77的电流值而变化，所以可以通过外
部控制电压控制压控电流源的电流来调整VCO的振荡频率。该电流被用于电视
等的集成电路所采用。
但是图12所示的Colpitts VCO存在如下问题：由于单端结构，振荡产生
的噪声可能经电源对其他电路产生不利影响；以及相反，VCO的信号可能由进
入电源的高频噪声调制。而且虽然试图通过将除SAW谐振器51以外的电路单
元集成来缩小电路尺寸，但是由于许多电容元件53-56和67占据的空间比电
阻元件或晶体管大，所以这些元件难以集成。而且当每个元件构造为分立单元
时，由于电路需要的元件较多，所以难以缩小电路尺寸。
在图13的差分LC VCO中，虽然必须采用具有高品质因子(Q因子)的线绕
可变电感器作为电感器72以获得精确和稳定的振荡，但是由于其尺寸较大，
所以难以缩小VCO。而且为了获得所需的频率，必须调整可变电感器的电感值。
另外，由于VCO需要可变电感器，而这需要机械操作可变元件来调整电感器，
所以可靠性降低。
因此本发明的目标是提供一种振荡器和压控振荡器，它抗噪声能力强，无
需调整就具有精确的振荡，高度可靠，所需单元少并且便宜和体积小。
为此，按照本发明的第一方面，提供了一种在预设频率下振荡的振荡器。
振荡器包括互相反向并联的第一反相放大器和第二反相放大器、与所述第一反
相放大器和第二反相放大器之一并联的声波谐振器以及连接在所述第一反相
放大器与第二反相放大器之间以阻止直流信号而允许所述预设频率信号通过
的滤波器。
由于直流信号被滤波器阻拦，所以该振荡器的振荡频率主要由表面声波谐
振器的并联谐振频率决定。
该振荡器不易受到经电源进入的外部噪声的影响，相反，与Colpitts相
比，由于采用了差分电路，所以不容易将噪声转移至其他电路。而且振荡器组
成元件的数量较少，所以体积较容易缩小并且有效降低成本。而且由于不使用
包含大电容的电容器，所以可以将电路集成进去。通过将包括谐振器在内的整
个电路或者除谐振器以外的电路集成进去，可以进一步缩小尺寸和降低成本。
组成元件数量的减少改进了振荡器的可靠性。
由于在差分LC振荡器中，电感的Q因子特别小，所以振荡器的Q因子也
不可避免地较小，从而使振荡频率的稳定性变差。另一方面，由于振荡器采用
了SAW谐振器，所以无需调整即可获得精确和高度稳定的振荡。而且由于不使
用需要机械操作的可变单元，所以可靠性提高而寿命延长。
按照本发明的第二方面，提供了一种压控振荡器，它根据控制电压以一定
频率振荡。压控振荡器包括：一对差分晶体管，其中一个晶体管的第一电极与
另一晶体管的第一电极相连并且每个晶体管的输入电极与各自另一晶体管的
第二电极相连；连接在一对差分晶体管第二电极之间的表面声波谐振器；耦合
在该对差分晶体管至少一个的输入电极与另一个的第二电极之间的第一电
容；以及与该对差分晶体管第一电极相连的压控电流源，用于使电流大小相应
于按照控制电压控制的值。
由于第一电容阻拦了直流信号，所以该压控振荡器的振荡频率主要由表面
声波谐振器的并联谐振频率和流经该对差分晶体管的电流值决定。该压控振荡
器还获得了与按照本发明第一方面相同的效果。
压控振荡器可进一步包含与表面声波谐振器并联的电阻元件。在这种情况
下，扩展了可变频率范围。
压控振荡器可进一步包含与位于该对差分晶体管第二电极之间的表面声波
谐振器串联的电感器。在这种情况下，扩展了可变频率范围。
压控振荡器可进一步包含与表面声波谐振器并联的电感器。在这种情况
下，扩展了可变频率范围。
压控振荡器可进一步包含与位于该对差分晶体管第二电极之间的表面声波
谐振器串联的第二电容。在这种情况下，可变频率范围变窄，从而使振荡稳定。
压控振荡器可进一步包含与表面声波谐振器并联的第二电容。在这种情况
下，可变频率范围变窄，从而使振荡稳定。
图1为按照本发明一个实施例的差分谐振器VCO结构的电路图；
图2A、2B和2C为VCO运行理论的示意图；
图3为图1所示SAW谐振器等价电路的电路图；
图4为图1所示SAW谐振器频率特性的曲线图；
图5为图1所示差分谐振器VCO效应的曲线图；
图6为图1所示差分谐振器VCO效应的另一曲线图；
图7为本发明实施例改进型的示意图；
图8为本发明实施例改进型的另一示意图；
图9为本发明实施例改进型的另一示意图；
图10为本发明实施例改进型的另一示意图；
图11为本发明实施例改进型的另一示意图；
图12为普通Colpitts VCO结构的电路图；以及
图13为普通差分LC VCO结构的电路图。
图1示出了按照本发明实施例的差分谐振器VCO结构的电路图。在图1中，
差分谐振器VCO包括SAW谐振器1、电阻元件2、3、8和9、电容4和5、NPN
晶体管6和7以及压控电流源10。
SAW谐振器1连接在NPN晶体管6的集电极(节点N1)与NPN晶体管7的集
电极(节点N2)之间。NPN晶体管6和7的集电极分别经电阻元件2和3与电源
VCC的功率线连接。NPN晶体管6和7的基极经电容4和5与NPN晶体管7和
6的集电极相连。NPN晶体管6和7的发射极分别经电阻元件8和9与节点N10
相连。NPN晶体管6和7构成一对差分晶体管。压控电流源10连接在节点N10
与接地电位GND的接地线之间，并且按照外部控制电压提供电流。节点N1与
N2之间的电压对应输出信号。
以下以普通VCO作比较描述差分谐振器VCO的操作。如图2A所示，Colpitts
型VCO的基本结构为使放大器11与谐振器12构成回路。当谐振器12在谐振
频率上振荡时，谐振器12的阻抗最小并且电路的环路增益最大。因此Colpitts
型VCO以谐振器12的谐振频率振荡。
如图2B所示，差分LC型VCO的基本结构为并联LC电路15与各个环路连
接反相放大器13和14并联。并联LC电路15的阻抗在并联谐振频率上最大。
当环路增益为1或更大时，环路相位为2nπ(n为整数)。因此差分LC型VCO
以并联LC电路15的并联谐振频率振荡。
并联LC电路15的阻抗在并联谐振频率处最大。并联LC电路15的频率与
并联谐振频率相差越大，其阻抗单调下降得越大。但是如同3所示，SAW谐振
器1的等效电路包括串联在节点N1与N2之间的电阻元件21、电容22和电感
器23以及与上述单元并联的电容24。如同4所示，谐振器的阻抗在并联谐振
频率f0处为峰值，并且在频率为0Hz时(即直流时)趋向无穷大。在振荡电路
中，直流下的电路环路增益超过并联谐振频率f0下电路的环路增益。因此图
2B中仅用SAW谐振器1代替并联LC电路15的VCO无法在并联谐振频率f0下
振荡。
如同2C所示，差分谐振器型VCO包括：串联的反相放大器16和17；连
接在反相放大器17输出节点与反相放大器16输入节点之间的滤波器18，用
于阻止直流信号而允许并联谐振频率f0的信号通过；以及与反相放大器17并
联的SAW谐振器19。由于滤波器18阻止了直流输入反相放大器16和17，所
以振荡电路的环路增益在直流处下降，并且在SAW谐振器19的并联谐振频率
f0处最大。因此差分型VCO在SAW谐振器19的并联谐振频率f0处振荡。
图1中的电路图是图2C电路框图的实施例。电容4和5构成隔直流滤波
器。电阻元件2和3用于向NPN晶体管6和7提供偏压而电阻元件8和9用于
限流。
该差分谐振器VCO的振荡频率由SAW谐振器1的谐振频率f0和与SAW谐
振器1并联的每个NPN晶体管6和7的内部电容决定。由于NPN晶体管6和7
的电容随通过NPN晶体管6和7的电流值变化，所以通过外部控制电压控制电
流源10的电流值来控制VCO的振荡频率。振荡频率信号从节点N1和N2输出。
图5为差分谐振器型VCO、Colpitts型VCO和差分LC型VCO的振荡频率
变化速率与温度的曲线图。图6为每种VCO振荡频率变化速率随时间的曲线
图。在每种曲线图中，差分谐振器型VCO的频率变化速率较小，而差分LC型
VCO的较大。由于电感器72(图13)的Q因子较小，所以差分LC VCO的Q因子
不可避免地较小，导致频率不稳定。另一方面，由于差分谐振器型VCO采用SAW
谐振器1代替电感器72，所以差分谐振器VCO无需调整即可高度精确地和稳
定地振荡。而且由于VCO不使用需要机械调整来改变电感的可变单元，所以频
率随时间的变化较小。
电阻元件8和9可以省略。虽然为了保持电路平衡，比较好的是采用电容
4和5，但是当电路布局有限制时采用一个电容就足够了。而且电路可以采用
分立元件的结构。但是在这种情况下，必须选择质量均匀的NPN晶体管6和7。
通过将除谐振器1以外的元件集成起来可以使VCO小型化。当可以通过模铸制
备谐振器1时，谐振器1可以做成单块芯片。
以下描述该实施例的各种改进。在图7的改进中，图1中VCO的谐振器1
用并联连接体代替，它包括并联的谐振器1和电阻元件31。在这种情况下，
由于包含谐振器1和电阻元件31的谐振系统的Q因子减小，所以可以扩展VCO
可变频率的范围。
在图8的改进中，图1中VCO的谐振器1用串联连接体代替，它包括串联
的谐振器1和电感器32。在这种情况下，串联的谐振频率向较低频率偏移。
而且电感器32的Q因子小于谐振器1一个数量级，所以谐振系统的Q因子下
降，导致VCO可变频率范围的扩展。
在图9的改进中，图1中VCO的谐振器1用并联连接体代替，它包括并联
的谐振器1和电感器33。在这种情况下，并联的谐振频率向较高频率偏移。
而且电感器33的Q因子小于谐振器1一个数量级，所以谐振系统的Q因子下
降，导致VCO可变频率范围的扩展。
在图10的改进中，图1中VCO的谐振器1用串联连接体代替，它包括串
联的谐振器1和电容34。在这种情况下，串联的谐振频率向较高频率偏移。
而且电容34的Q因子小于谐振器1的Q因子，所以谐振系统的Q因子下降，
导致VCO可变频率范围的变窄，从而使VCO振荡稳定。
在图11的改进中，图1中VCO的谐振器1用并联连接体代替，它包括并
联的谐振器1和电容35。在这种情况下，并联的谐振频率向较低频率偏移。
而且电容35的Q因子小于谐振器1，所以谐振系统的Q因子下降，导致VCO
可变频率范围的变窄，从而使VCO振荡稳定。
值得指出的是，较佳实施例只具有示意性质而无限定作用。本发明的范围
由权利要求限定，所有的变化都属于本发明范围内或者与权利要求的范围等
价。