多级接收器结构中使用的开关下转换混频器 本发明一般涉及混频器，特别涉及在一个多级接收器结构，例如，一个正交接收器中使用的一个下转换混频器电路。
今天无线通信技术的一个流行趋势是将射频(RF)收发器功能集成到一单个模块的大规模集成。当技术领域内的人员在讨论该题目时所经常使用的一个术语是“单片收发器”。尽管做到这一点，在技术上具有挑战性，但是一小群支持者相信直接转换技术可能会提供一个商业上可行的方案。该领域的技术人员可以理解，直接转换技术指这样一种技术，其中一个输入RF信号被接收并且被直接转换为一组基带(音频)分量，而没有被转换为一组中频(IF)分量。
在上面所希望的接收器结构中，下转换混频器电路起着非常重要的作用。它的速率很快并且支持高频操作。它必须有强的本地振荡(LO)隔离特性，这是因为RF信号和LO参考信号工作在相同的频率上。它还应该有一个低的噪声系数以改善接收灵敏度。另外，它必须是节能的，以帮助节省电流消耗。根据前面所描述的，提供一种改进的、特别适合于多级直接转换接收器的下转换混频器电路和方法是非常有用的。
图1描述了使用根据现有技术的下转换混频器电路地一个现有技术接收器结构；
图2描述了根据本发明的一个直接转换接收器；
图3描述了根据现有技术的一个现有Gilbert Cell混频器电路的一个详细电路框图；
图4描述了根据本发明的一个开关下转换混频器电路的一个详细电路框图；和
图5描述了图4的开关混频器电路的一第二实施方式的一个详细电路框图；和
图6和7显示了分别描述图3的混频器电路和图4与5的混频器电路操作的时间序列图。
虽然说明书后所附的权利要求已定义了被认为是本发明的新特征，但是通过下面的描述和附图将能够更好地理解本发明，附图中类似的标号表示相同的内容。
现在参考图1，图1显示了利用一个下转换混频电路的一个现有技术接收器结构10的一个框图。接收器10包括一个用于接收射频(RF)信号的天线100。例如，但是没有任何限制，被接收的RF信号的频率是450兆赫。该信号被无源滤波器102滤波并且被预放大器104放大。被放大的信号在混频器106处与第一本地振荡器(LO)信号进行混频。例如，但是没有任何限制，该第一LO参考信号的频率可以是495兆赫兹，它与450兆赫兹的接收信号混频所产生的结果是一频率近似为45兆赫兹的第一中频(IF)信号。该第一中频IF信号被无源滤波器108滤波。一第二混频级110将该第一IF信号与频率为45.45兆赫兹的第二LO进行混频，它与45兆赫兹第一IF信号的该混频所产生的结果是频率近似为450KHz的一第二IF信号。这个下转换第二IF信号被一第二滤波级112滤波并且被检测器电路114解调。然后被检测的信号被发送到扬声器116。
下面参考图2，图2描述了一个直接转换接收器的一个框图。该接收器20的前端与图1的接收器10的前端类似。通过比较，可以看出它包括：一个天线100，无源滤波器102和预放大器104。在混频器206将被放大的信号与第一LO信号进行混频。例如，但是没有任何限制，该第一LO参考的频率是450兆赫兹，它与450兆赫兹的接收信号混频的结果是产生I和Q分量，I和Q分量被I和Q基带滤波器208滤波，并且被解调器电路210解调，然后被发送到扬声器116。该领域的技术人员将注意到，图2的直接转换接收器没有采用图1的两级IF下转换电路结构。
图3描述了根据现有技术的一个现有技术混频器电路206的一个详细电路框图。通过仔细观察，该领域的技术人员将理解，图3的混频器电路是众所周知的Gilbert混频器，即通常所称的Gilbert Cell混频器。这种类型的混频器通常用于图2的直接转换接收器20中。但是，当这种接收器被集成到一单个硅模块上时，它产生了一系列严重的限制。首先，LO隔离被限制到在距离以微米来衡量的量级上来实现。第二，需要产生两个基带正交信号的晶体管的数目增加了装置的电流消耗需求。
图4描述了根据本发明的一个开关混频器电路的一个详细电路框图。通过仔细观察，该领域的技术人员可以看到，与图3的混频器300不同，图4的混频器400是一个非差分电路，由此仅需要一单个输入路径401。根据本发明，该混频器400包括一单个电压到电流转换器402。通过比较可以看出，图3的Gilbert Cell混频器300是一个差分电路，有两个并行输入路径，每一个输入路径采用两个电压到电流转换器对301，303和305，309。
再来参考图4，该电压到电流转换器402建立一单个电流节点404。通过比较可以看出，在图3的Gilbert Cell混频器300中，每一个电压到电流转换器对301，303和305，309提供了一个电流节点，它们在每一个相应的并行输入路径中。
再参考图4，混频器400采用了一个包括多级的开关网络408。根据本发明，开关网络408有四级，每一级被表示为406。该领域的技术人员可以理解，可以采用非四级的结构。级的数目仅决定可以获得的输出状态的数目。在该示例中，一个正交接收器采用了该混频器400。象这样，需要四个输出状态，所以开关网络408采用四级。如果3，6，或者8个输出级被认为是有利的，然后开关网络级的数目将必要地发生改变，来适应该接收器的设计。但是，最重要的，应该注意到，开关网络408的每一级406连接到该单个电流节点404。
通过比较，可以看出，图3的Gilbert Cell混频器300采用一个包括四电流节点302，304，306，308的分布式开关网络拓扑结构，四个电流节点中的每两个位于每一个相应的并行输入路径中。虽然图4的混频器400产生包括I输出，＾I输出，Q输出，＾Q输出的一个四状态输出，但是与现有技术相比，它是以一个价钱更便宜的、电流消耗更少的方式来实现的。因为图4的混频器400比图3的混频器300的部件数目少，所以价钱更便宜。电流效率的增强部分地是因为部件数目的减少，部分地是因为开关网络408的非分布式开关网络拓扑结构。通过参考图6和7，就更容易理解这一点了。
图6和7显示了分别描述图3的混频器电路和图4与5的混频器电路的操作的两个时间序列图。如本领域的技术人员所理解的，图3的混频器电路300的操作需要在任何时刻至少两个混频电路级是激活的，以产生一个输出状态I输出，＾I输出，Q输出，＾Q输出。通过比较，可以看出，该混频器400需要仅一个混频电路级406是激活的，以产生一个输出状态I输出，＾I输出，Q输出，＾Q输出。图7中控制开关网络408的操作的空闲周期的发生源是一个时钟信号发生器电路(没有显示)。图7的时钟脉冲被发送来控制标志为A，B，C，D的行，并且被连接到相应的开关网络408的级406。在一个时钟信号出现在一个控制线A，B，C，或者D上时，仅接收级406是激活的(即，被使能并且被打开)。
这种拓扑结构使一个混频电路大大地减少了采用它的装置的费用和电流消耗需求。在用电池供电的、手持消费电子装置，和通信装置，例如双向无线，蜂窝电话，PCS电话，寻呼机等装置中，这相当于延长了电池的寿命并且减少了装置费用，这两点是有很强的竞争优势的。
图5描述了图4的开关混频器电路的一第二实施方式的一个详细电路框图。如将要被该领域的技术人员所理解的，图5的混频器电路500是图4所公开的电路400的一个差分实施方式。结果，它采用并行输入路径。最重要的是，应该注意到，每一个相应输入路径仅有一个电压到电流转换器501和505。每一个输入路径仅有一个电流节点502和506。每一个输入路径仅有一个开关网络510和515。每一个开关网络与一单个相应电流节点相连。应该注意到，在操作期间，在任何时刻仅来自相应开关网络510和515中的一个开关网络级是激活的。
总之，本发明的混频器电路400和500的特征是具有一单个RF晶体管，该RF晶体管工作在线性模式，以产生与一个接收的RF输入信号的信号强度成正比的一个电流。然后该晶体管的输出电流被发送到一个直接转换开关网络。根据本发明，该开关网络是一个能够支持正交接收器工作的四级网络。
在该网络中，该四级，它们中每一个晶体管，例如NPN晶体管，将电流切换到四个负载电阻上，这四个电阻产生两个差分基带信号I输出，＾I输出，Q输出，＾Q输出。这四个开关网络级有标志为A，B，C，D的时钟信号控制，这四个时钟信号之间的关系表示在图7中，并且其频率与接收的RF输入信号的载波频率相等。产生两个基带I和Q信号的四级的开关动作由下述方程控制：X=Σn=1xanCOS(nωLOt)]]>an=4nπSIN(nπ2)COS(nπ4)---1)]]>Y=Σn=1xbnSIN(nωLOt)]]>bn=4nπSIN(nπ2)SIN(nπ4)---2)]]>
当将这个混频器电路集成到一个集成电路(IC)上时，这个混频器电路有几个优点，并且与目前的集成混频器，例如一个Gilbert Cell混频器相比，其性能优异。例如，但是没有任何限制，一单个RF晶体管决定了混频器的噪声因子，允许设计出费用更便宜的、更可靠的接收器。与一个Gilbert Cell混频器相比，一单个晶体管产生I和Q两个基带信号，这大大减少了其装置的电流消耗。减少电流消耗，就意味着延长了用电池进行工作的通信装置的电池寿命。