一种支持多模多频的射频功率放大器、芯片及通信终端技术领域
本发明涉及一种射频功率放大器，尤其涉及一种支持多模多频的射频功率放大
器，同时也涉及包括该射频功率放大器的芯片及通信终端，属于射频集成电路技术领域。
背景技术
众所周知，射频功率放大器广泛应用于无线通信领域。为了适应现代通信事业对
通信速度越来越高的要求，各种通信终端设备必须一步步提高技术指标，以满足这种需求。
例如，为了满足4G手机对数据传输速率的需求，主流厂商如高通(Qualcomm)、联发科和展讯
等开始在其产品上采用载波聚合技术(Carrier Aggregation，简写为CA)。相应地，射频功
率放大器也需要具有更高的输出功率及功率附加效率。
根据射频功率放大器的固有特性，若要追求更高的输出功率，必然会导致功率附
加效率的降低、工作电流的增大。也就是说，增加输出功率和提高功率附加效率是一对矛
盾。在现有技术中，射频功率放大器普遍通过减小晶体管工作导通角来提高功率附加效率。
这种方法在提高功率附加效率的同时却会降低输出功率。
当前，谐波控制类功率放大器的出现颠覆了这一传统提高效率的方法。它们通过
调整晶体管输出电流、电压波形减小晶体管功耗来提高效率。E类、F类功率放大器是其中最
为典型的两种。理论上，E类功率放大器采用过驱动的方式使晶体管工作在开关模式，通过
特定的输出网络使得晶体管输出电流电压不同时出现，并且保证在晶体管开、关瞬间的零
电压开关(ZVS)、零电压斜率开关(ZVDS)条件，可以使其理论效率更高。但是，E类功率放大
器具有非常明显的设计限制因素。这些因素包括晶体管寄生电容、匹配网络、偏置电路、开
关占空比等，它们共同导致E类功率放大器无法大规模应用于民用通信领域。
发明内容
本发明所要解决的首要技术问题在于提供一种支持多模多频的射频功率放大器。
本发明所要解决的另一技术问题在于提供一种包括该射频功率放大器的集成电
路芯片及相应的通信终端。
为实现上述发明目的，本发明采用下述的技术方案：
根据本发明实施例的第一方面，提供一种支持多模多频的射频功率放大器，包括
控制及偏置单元、至少两条放大发射通路，所述控制及偏置单元分别与各放大发射通路相
连；
所述控制及偏置单元根据输入射频信号的频段，控制对应的放大发射通路处于导
通状态，并使其余发射通路处于关闭状态。
其中较优地，在每一条放大发射通路中，包括顺序连接的输入匹配电路、放大单
元、输出匹配电路、谐波滤除网络及输出切换单元。
其中较优地，所述输出切换单元的输出端通过多个可独立连接及断开的开关与对
应的射频发射路径相连；所述控制及偏置单元控制所述输出切换单元，选择相应的射频发
射路径发射射频信号。
其中较优地，所述输出切换单元中包括至少一个公共端，该公共端与所述输出匹
配电路及所述谐波滤除网络相连。
其中较优地，所述射频功率放大器还包括输入切换单元；
所述输入切换单元的输出端连接各所述放大发射通路中的输入匹配电路，用于根
据所述控制及偏置单元的控制，选择相应的射频输入端接收射频信号。
其中较优地，在phase3手机平台中，当输入信号引脚包括LB和LB_700时，所述输入
切换单元省略。
其中较优地，所述放大单元的输入端与对应的输入匹配电路相连，所述输入匹配
电路的输入端与对应的输入切换单元的输出端相连，所述输入切换单元的输入端与至少一
个射频输入端相连。
其中较优地，所述输出匹配电路与所述谐波滤除网络融为一体。
其中较优地，每一条放大发射通路所包含的谐波滤除网络的目标滤除频率，与其
余放大发射通路中所包含的谐波滤除网络的目标滤除频率不同；
在同一条放大发射通路中，所包含的多个谐波滤除网络的目标滤除频率相同。
其中较优地，在每一条放大发射通路中，所覆盖频段的二次谐波的负载阻抗设计
为短路，三次谐波的负载阻抗设计为开路。
根据本发明实施例的第二方面，提供一种集成电路芯片，其中包括有上述的射频
功率放大器。
根据本发明实施例的第三方面，提供一种通信终端，其中包括有上述的射频功率
放大器。
与现有技术相比较，本发明所提供的支持多模多频的射频功率放大器，可以根据
不同频段选择最优的放大发射通路，通过控制及偏置单元控制相应的放大单元与切换单元
的导通与关闭，实现对不同频段的射频信号的放大，一方面尽量满足F类功率放大器的设计
原则，兼顾输出功率和功率附加效率，另一方面滤除各个放大发射通路的相应谐波，可以满
足载波聚合技术的需求，并且降低射频信号在输出通路上的损耗。
附图说明
图1为一个经过简化的射频功率放大器示意图；
图2为一个典型的支持多模多频的射频功率放大器示意图；
图3为考虑载波聚合技术需求的射频功率放大器的示意图；
图4为本发明的第一实施例中提出的射频功率放大器的原理框图；
图5为本发明的第二实施例中提出的射频功率放大器的原理框图；
图6为本发明的第三实施例中提出的射频功率放大器的原理框图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明的技术内容做进一步的详细说明。
为了充分说明在输出功率最大化的前提下进一步提高功率附加效率的条件及原
理，本发明中首先对射频功率放大器的结构进行定义。图1是一个经过简化的射频功率放大
器示意图，其中Pin是输入功率，Pout是输出功率，PDC是功率放大器的直流功耗。处于工作状
态的射频功率放大器，其电压和电流的时域表达式如下：
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上式中，ξn和![]()
代表n次谐波的电流和电压的相位，n次谐波的阻抗可以表示为：
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电路的直流功耗PDC与电路本身消耗的功率Pdis分别为：
PDC＝VDD*I0
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负载接收到的第n次谐波的功率Pout,nf为：
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基于上述各公式，可以将电路的直流功耗PDC重新整理为：
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在实际使用过程中，只有基波功率才是我们希望负载得到的功率，而高次谐波功
率的产生只会降低放功率放大器的功率附加效率。从上面公式可以发现，如果功率放大器
需要实现更高的功率附加效率，则需要减小第一项和第三项，这两项分别代表减小功率放
大器功耗和减小谐波功率。F类功率放大器就是这类功率放大器的典型代表。F类功率放大
器的设计思路是对其输出端进行谐波抑制，在输出端得到近似方波的电压信号和近似半正
弦波的电流信号。理想的F类功率放大器，输出端的偶次谐波电压分量为零，而奇次谐波电
流分量为零，因此可以显著降低谐波功率。同时，由于奇次谐波电压分量对基波分量电压的
调制作用，使得负载端电压水平总体不变高的前提下，增加了基波分量的功率，以此达到提
高功率放大器的输出功率和功率附加效率两方面的目的。
但是，F类功率放大器的实现也有其限制因素。一般情况下，为了兼顾性能、手机电
路板面积、生产成本等因素，射频功率放大器使用无源匹配网络实现其负载，只能在二次谐
波点频上实现阻抗短路和三次谐波阻抗开路，或者只能实现以二次谐波为中心的较窄频段
内的阻抗短路、以三次谐波为中心的较窄频段内的阻抗开路。这种情况与当下面临的越来
越宽的通信频段需求形成了矛盾。
除了以上介绍的带宽问题造成的挑战之外，载波聚合技术的逐步推广应用也对射
频前端的功率放大器提出了更多的要求。载波聚合技术的应用，客观上导致射频功率放大
器必须能够输出更高的功率给天线端。除此之外，射频功率放大器的输出端必须加入更多
的谐波滤除网络，确保发射频段的高次谐波耦合到接收频段的信号强度必须低于正常接收
信号10dB以上，如此才能确保正常的接收灵敏度，保证手机接收不受影响。例如低频段(low
band)band17(704-716MHz)的三次谐波输出与band1的接收频段(2110-2170MHz)重合，
band8(880-915MHz)的二次谐波输出与band3的接收频段(1805-1880MHz)重合，如果相应谐
波输出功率不能满足标准，在载波聚合模式下将会落在相应接收频段，恶化接收灵敏度。
从Phase2手机平台开始，支持多模多频的射频功率放大器开始逐步替代了以往的
单频段射频功率放大器。这种支持多模多频的射频功率放大器需要包含控制、放大、信号选
通等功能单元。如图2所示，一个典型的支持多模多频的射频功率放大器(支持phase2手机
平台及phase3手机平台)包括控制及偏置单元(或控制单元与偏置单元分置)、至少一级放
大单元、输入匹配电路、级间匹配电路、输出匹配电路、收发信号选通开关。该射频功率放大
器在布局方面的优点是简洁，易于理解，易于控制单元对整个射频功率放大器模组的控制；
缺点在于放大单元需要通过一个单独的匹配电路覆盖了所有目标频率。如上文介绍可知，
高频点的二次谐波会与低频点的三次谐波接近甚至重合，大大增加了射频功率放大器设计
难度，使得实际的射频功率放大器根本无法实现F类功率放大器，在性能上大打折扣。
如果再考虑载波聚合技术的需求，那么图2所示的射频功率放大器需要进一步增
加复杂度。如图3所示，在负载匹配网络中增加了谐波滤除网络，以phase3手机平台的低频
段(low band)为例，射频功率放大器的负载端将增加至少两个谐波滤除网络，分别用于抑
制band17的三次谐波和band8的二次谐波。这两个谐波滤除网络的增加，必然会进一步增加
射频功率放大器的输出匹配电路的插入损耗，减小输出功率。当然，我们也可以通过牺牲效
率达到维持输出功率的目的。也就是说，3GPP协议规定的通信标准定义输出功率是一个确
定的值，为了维持输出功率恒定，必须以牺牲功率附加效率为代价。这意味着工作电流的增
加，也意味着手机电池的续航时间缩短。这是手机设计公司和手机客户都不希望看到的。
从图3所示的射频功率放大器的原理框图可以看出，为了满足载波聚合技术应用
的需求，射频功率放大器的输出匹配电路与收发信号选通开关之间，包含了两个谐波滤除
网络，即band X和band Y。以phase3手机平台为例，在低频段(low band)的射频功率放大器
需要覆盖band5/band8/band12/band13/band14/band17/band20/band26/band27/band28，
覆盖频率范围为699-915MHz。从射频功率放大器的输出匹配电路与收发信号选通开关之
间，必须放置针对band17的三次谐波的谐波滤除网络和针对band8二次谐波的谐波滤除网
络，但是对于除band17以外的band5/band8/band12/band13/band14/band20/band26/
band27/band28，并不需要三次谐波滤除网络。该三次谐波滤除网络的存在，增加了插入损
耗，造成输出功率的减小。同样道理，对于除band8以外的band5/band12/band13/band14/
band17/band20/band26/band27/band28，并不需要二次谐波滤除网络，该二次谐波滤除网
络的存在也增加了插入损耗，减小了输出功率。
发明人结合长期研发经验认为：对射频功率放大器的二次谐波和三次谐波进行合
理控制即可显著提高其性能，F类功率放大器通过输入和输出谐波匹配网络，实现二次谐波
阻抗的短路和三次谐波阻抗的开路来实现F类功率放大器，从而有效提高输出功率和功率
附加效率。
为此，本发明所提供的射频功率放大器通过设计至少两条放大发射通路，通过这
些放大发射通路协同工作来覆盖所有低频段(low band)。在该射频功率放大器中，控制及
偏置单元(或控制单元与偏置单元分置)与所有放大发射通路相连。根据射频信号的频段，
通过控制及偏置单元控制与该射频信号相匹配的放大发射通路打开，同时，控制及偏置单
元控制其余的所有放大发射通路处于关闭状态。具体地说，控制及偏置单元分别与每一条
放大发射通路中的每一个放大单元相连，通过提供合适偏置条件来控制各放大单元分别处
于导通或关闭状态。
另一方面，控制及偏置单元分别与输入切换单元、放大单元、输出切换单元相连，
控制各个单元处于导通或关闭状态。控制及偏置单元同时控制输出切换单元选择相应的射
频发射路径发射射频信号，并控制输入切换单元选择相应的射频输入端接收射频信号，确
保该放大发射通路能够正常输入射频信号、放大射频信号、输出射频信号。
在每一个放大发射通路中，均包括顺序连接的输入匹配电路、放大单元、输出匹配
电路、谐波滤除网络及输出切换单元。该放大单元的输出端通过输出匹配电路及谐波滤除
网络与输出切换单元相连。上述输出切换单元中包括至少一个公共端，该公共端与输出匹
配电路及谐波滤除网络相连。输出切换单元的输出端通过多个可独立连接及断开的开关与
对应的多个射频发射路径相连。
另外，每一条放大发射通路包含至少一级放大单元。如果包含两级以上放大单元，
则各级放大单元之间通过级间匹配电路相连，该级间匹配电路可能包含谐波滤除网络。在
每一个放大发射通路中，放大单元的输入端与对应的输入匹配电路相连，输入匹配电路的
输入端与对应的输入切换单元的输出端相连。输入切换单元的输入端与至少一个射频输入
端相连。各输入匹配电路分别与对应的输入切换单元的输出端相连。
需要说明的是，每一条放大发射通路所包含的谐波滤除网络的目标滤除频率，与
其余放大发射通路中所包含的谐波滤除网络的目标滤除频率不同。但是，同一条放大发射
通路所包含的多个谐波滤除网络的目标滤除频率相同。
在实践中，多个放大通路中的输出匹配电路与对应的谐波滤除网络会根据实际设
计产品的不同，自由决定是否为独立的两部分或者融为一体。根据业界经验，输出匹配电路
同时兼具谐波滤除网络的情况较为普遍，二者往往相互补充，协同工作。
在图4所示的第一实施例中，面向phase3手机平台的低频段射频功率放大器中设
计了第一放大发射通路和第二放大发射通路，其中第一放大发射通路负责对band12/
band13/band14/band17/band28这五个频段的信号接收放大和发射，覆盖频率为699-
798MHz；第二放大发射通路负责对band5/band8/band20/band26/band27这五个频段的信号
接收放大和发射，覆盖频率为814-915MHz。在图4所示的第一实施例中，第一放大发射通路
包括图4中所示的第一输入匹配电路101、第一放大单元102、第一输出匹配电路103、面向
band17的三次谐波滤除网络104、第一输出切换单元105、控制及偏置单元200、输入切换单
元300；第二放大发射通路包括图4中所示的第二输入匹配电路201、第二放大单元202、第二
输出匹配电路203、面向band8的二次谐波滤除网络204、第二输出切换单元205、控制及偏置
单元200、输入切换单元300等。如此设计，使得band12/band13/band14/band17/band28的输
出避免了面向band8的二次谐波滤除网络引入的损耗，同时band5/band8/band20/band26/
band27的输出避免了面向band17的三次谐波滤除网络引入的损耗，有利于满足phase3手机
平台对于更高输出功率的需求，同时也满足对于谐波抑制的需求。
另一方面，根据F类功率放大器的设计原则，需要将第一放大发射通路的覆盖频段
f1～f2的二次谐波2f1～2f2的负载阻抗设计为短路，同时三次谐波3f1～3f2的负载阻抗设计
为开路，所以必须确保2f2＜＜3f1。这就需要将第二放大发射通路的覆盖频段f3～f4的二次
谐波2f3～2f4的负载阻抗设计为短路，同时三次谐波3f3～3f4的负载阻抗设计为开路，所以
必须确保2f4＜＜3f3。图3所示的射频功率放大器的相对带宽为![]()
图
4所示的具有两条放大发射通路的射频功率放大器的相对频率带宽大大降低，分别为
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和![]()
更利于满足F类功率放大器的设计原
则，也有利于满足phase3手机平台对于更高输出功率及更低工作电流的需求。
在一些常见的射频功率放大器设计方案中，很多时候并不会将输出匹配电路与谐
波滤除网络单独设计。根据无源器件的特性，滤波网络在其目标抑制频段之外可以等效为
一个无源器件，因此可以作为射频功率放大器的匹配元件使用。所以在更多情况之下，输出
匹配电路与谐波滤除网络是合并实现的。在图5所示的第二实施例中，面向phase3手机平台
的低频段射频功率放大器的第一放大发射通路通过输出匹配电路(band X谐波滤除网络)
106，同时满足该第一放大发射通路对输出匹配及谐波滤除两方面的需求。同样地，第二放
大发射通路通过输出匹配电路(band Y谐波滤除网络)206，同时满足该第二放大发射通路
对输出匹配及谐波滤除两方面的需求。
下面以高通公司定义的phase3手机平台的低频段射频功率放大器为例，具体介绍
本发明的第三实施例。
前已述及，随着phase2手机平台方案的提出，射频前端模组需要覆盖全球的各种
频段，如此大的频段范围给F类功率放大器的实现造成了障碍。F类功率放大器从理论上要
求二次谐波阻抗短路，而三次谐波阻抗开路，其中699MHz的三次谐波为2097MHz，而915MHz
的二次谐波为1830MHz，这两个频点的间距如此小，却要分别实现阻抗短路和阻抗开路，设
计实现难度很大。
在高通公司所定义的phase3手机平台中，对低频段(low band)部分的定义明确指
出输入信号引脚包括了两个，分别命名为LB和LB_700。这一定义明确将低频段(low band)
信号分为两段，高于700MHz的低频段信号被收发器模组的LB引脚输出，经由射频功率放大
器的LB引脚进入射频功率放大器，低于700MHz以及700MHz的低频段信号从LB_700引脚进入
射频功率放大器。基于上述各方面的考虑，图6所示的第三实施例中省略了输入切换单元。
这种设计有利于提高各个放大发射通路的隔离度，并且有利于降低某放大发射通路的存在
对其余放大发射通路的输入匹配电路的影响。
与现有技术相比较，本发明所提供的支持多模多频的射频功率放大器，可以根据
不同频段选择最优的放大发射通路，通过控制及偏置单元控制相应的放大单元与切换单元
的导通与关闭，实现对不同频段的射频信号的放大，一方面尽量满足F类功率放大器的设计
原则，兼顾输出功率和功率附加效率，另一方面滤除各个放大发射通路的相应谐波，可以满
足载波聚合技术的需求，并且降低射频信号在输出通路上的损耗。
上述各实施例中所示出的射频功率放大器可以被用在集成电路芯片(例如射频前
端芯片)中。对于该射频前端芯片中的射频功率放大器的具体结构，在此就不再一一详述
了。
另外，上述射频功率放大器还可以被用在通信终端中，作为射频电路的重要组成
部分。这里所说的通信终端是指可以在移动环境中使用，支持GSM、EDGE、TD_SCDMA、TDD_
LTE、FDD_LTE等多种通信制式的计算机设备，包括移动电话、笔记本电脑、平板电脑、车载电
脑等。此外，本发明所提供的技术方案也适用于其他射频电路应用的场合，例如通信基站
等。采用该技术方案的集成电路芯片及通信终端可以在引入较低插入损耗的前提下，有效
实现谐波抑制功能。
上面对本发明所提供的支持多模多频的射频功率放大器、芯片及通信终端进行了
详细的说明。对本领域的一般技术人员而言，在不背离本发明实质精神的前提下对它所做
的任何显而易见的改动，都将构成对本发明专利权的侵犯，将承担相应的法律责任。