放大级的改进控制回路 技术领域 本发明涉及利用多个控制回路的控制系统， 具体地但并不排他地涉及放大级中用 于提供调制电源电压的控制回路。
背景技术 常规的多回路的或级联的控制系统可以根据操作速度进行划分 ： 每一个回路可以 根据其在控制系统中的用途而以不同的频率运行。然而， 每一个回路通常都必须能够在控 制系统的全频率范围 ( 通常低达零赫兹 ) 内运行， 即， 每一个回路都必须能够提供恒定的输 出。
在具有超过一个控制回路的控制系统中， 第一通路通常在低频率提供控制。该第 一通路可以是反馈控制通路的前馈。第二通路通常在较高的频率提供控制， 以去除或减少 第一通路中的任何误差。该第二通路通常为反馈通路。
这样的控制系统的示例性应用是用于向通常为射频 (RF) 放大级的放大级提供电 源电压的调制电源。在英国专利 No.2398648 中可以发现特别有利的调制电源级的示例。
在该调制电源级中， 提供了一种用于依靠将要由放大器放大的 RF 输入信号来跟 踪到 RF 放大器的电源电压的有效技术。第一控制回路跟踪输入信号的代表用于放大级的 期望的电源电压的包络， 并且依靠该包络来选择多个可用电源电压中的一个。第二控制回 路跟踪输入信号和实际输出信号的包络， 并且生成表示输入信号与实际输出信号之差的误 差信号。 将该误差信号与所选择的电源电压组合起来以向放大器级提供经过调整的选择电 源电压。第一控制回路是低频回路， 而第二控制回路是高频回路。
由第二通路提供的误差信号包括高频信号和低频信号， 并且具有非常大的带宽。 这对用于组合误差信号和所选择的电源电压的组合器造成了负担。 该组合器必须能够在极 高带宽上运行， 并且通常会运行在其性能的边缘。
在控制系统中使用延迟级是众所周知的。上述的英国专利 No.2398648 在电源调 制器中利用了延迟级。欧洲专利申请公开 No.1703635 和日本专利申请 No.59152712 也公 开了控制系统中延迟级的使用。
发明内容
本发明的目的是提供一种减小这样的装置中的信号组合器的带宽和动态范围负 担的技术。
根据本发明， 提供了一种控制级， 该控制级包括 ： 用于接收输入信号并产生表示所 述输入信号的低频分量的复制信号的第一通路 ； 用于接收所述输入信号并产生表示所述复 制信号中的误差的误差信号的第二通路 ； 用于将所述复制信号与所述误差信号组合起来以 产生输出信号的组合器 ； 并且其中， 所述第二通路还包括 ： 延迟级， 该延迟级用于产生作为 所述输入信号的延迟版本的延迟信号 ； 和差分单元， 该差分单元用于接收所述输出信号和 所述延迟信号作为输入， 并产生所述误差信号。所述延迟优选地对应于所述第一通路的延迟。优选地对所述延迟进行计算， 使得 从所述误差信号中去除了低频误差。
所述输入信号优选地表示信号的包络。 所述输出信号优选地是具有与所述包络相 对应的形状的信号。
所述输出信号优选地是所述输入信号的高功率副本。
优选地， 在所述第一通路中提供有预补偿 / 失真装置以补偿在所述第一通路中发 生的失真， 使得所述输出信号具有平坦幅度和恒定延迟。
所述误差信号优选地表示所述复制信号中的所述误差的高频分量。
根据本发明， 提供了一种调制器， 该调制器包括 ： 用于接收输入信号并产生作为所 述输入信号的低频分量的副本的高功率信号的第一放大级 ； 用于接收所述输入信号并产生 表示所述高功率信号中的误差的误差信号的第二放大级 ； 以及用于将所述高功率信号和所 述误差信号组合起来以产生输出信号的组合器 ； 其中， 所述第二放大级包括 ： 延迟级， 该延 迟级用于产生作为所述输入信号的延迟版本的延迟信号， 所述延迟对应于所述第一放大级 中的延迟 ； 和差分单元， 该差分单元用于将所述输出信号与所述延迟信号组合起来以产生 所述误差信号， 其中， 所述延迟从所述误差信号中去除了低频误差。
所述第一放大级优选地包括切换器和比较器， 所述比较器被连接以接收所述输入 信号和所述切换器的输出， 并且产生与所述输入信号和所述切换器的输出之差相对应的差 分信号以向所述切换器提供输入。
所述调制器还优选地包括低通滤波器， 该低通滤波器用于对所述切换器的输出进 行滤波并提供所述第一放大级输出。
所述调制器还优选地包括低通滤波器， 该低通滤波器用于向所述第一放大级的所 述比较器提供所述输入信号。
在所述第一放大级中， 优选地设置了预补偿 / 失真装置以补偿在所述第一放大级 中产生的失真， 使得所述输出信号具有平坦幅度和恒定延迟。
根据本发明， 提供了一种产生包括输入信号的副本的输出信号的方法， 该方法包 括以下步骤 ： 产生表示所述输入信号低频分量的复制信号 ； 产生表示所述复制信号中的误 差的误差信号 ； 将所述复制信号与所述误差信号组合起来以产生输出信号 ； 并且其中， 所 述产生所述误差信号的步骤还包括以下步骤 ： 产生作为所述输入信号的延迟版本的延迟信 号； 和确定所述输出信号和所述延迟信号之差， 该差是所述误差信号。
所述确定所述输出信号和所述延迟信号之差的步骤有利地减少、 最小化、 或去除 了所述误差信号的所述低频分量。
所述延迟优选地对应于低频通路的延迟。优选地对所述延迟进行计算， 使得从所 述误差信号中去除了低频误差。
所述输入信号优选地表示信号的包络。
所述输出信号优选地是具有与所述包络相对应的形状的信号。 所述误差信号优选 地表示所述复制信号中的所述误差的高频分量。
一种调制器优选地适于执行该方法。 一种放大级优选地适于执行该方法， 其中， 所 述输入信号表示将要放大的信号的包络， 并且所述输出信号是所述放大器的电源。
该发明在高频反馈回路的通路中引入了延迟。 该延迟的值被选择为与关联的低频通路中的总延迟相等。 该延迟的使用减少了高频通路中信号的低频分量和高频反馈回路的 动态范围要求。
倘若低频通路和高频通路振幅平衡， 则这两个通路在低频可以延迟平衡， 使得高 频回路不提供低频输出。
在受关注的频率范围内， 当所述延迟与低频通路中的延迟匹配时， 获得了最佳性 能。
总体上， 当需要多个控制回路中的一个回路时， 该发明允许其中只需要多个控制 回路中的一个回路的控制系统提供包括低频分量的恒定输出。其它回路不需要在低频运 行。
在高频回路中不存在低频信号意味着高频回路可以因此与低频回路交流耦合。 交 流耦合可以通过变压器耦合或电容器耦合来实现。 附图说明
现在将参照实施方式和以下附图以示例的方式来描述本发明， 其中 ： 图 1 例示了常规的双回路控制系统 ； 图 2 例示了根据本发明一个实施方式的改进的双回路控制系统 ； 图 3 例示了根据本发明另一个实施方式的改进的双回路控制系统 ； 图 4 例示了根据本发明一个实施方式的改进的调制电源 ； 以及 图 5 例示了根据本发明另一个实施方式的改进的调制电源。具体实施方式
下面将参照特别是调制电源级的示例性上下文中的非限制性实施方式以示例的 方式来描述本发明。
图 1 例示了典型的现有技术方案的示例性控制系统。差分单元 102 和低频放大器 104 限定了第一通路 130。该第一通路也可以被称为第一控制通路、 或主通路。差分单元 106 和高频放大器 108 限定了第二通路 132。该第二通路也可以被称为第二控制通路或纠 错通路。总体上， 从以下描述中可以理解， 第二通路从第一通路中去除误差。
设置求和器或组合器 110 来组合这两个控制通路。该控制系统的目的是在输出线 路 120 上提供信号， 该信号是在线路 112 上提供的输入信号的精确副本。在优选方案中， 线 路 120 上的输出信号是线路 112 上的输入信号的放大版本。控制系统优选地在线路 120 上 提供输出信号， 线路 120 具有比与线路 112 上的输入信号相关联的电流大得多的可用电流。 可以有利地将这样的系统用作高频调制或跟踪电源， 其具有连接到输出信号线路 120 的负 载。
线路 112 上的输入信号向差分单元 102 和 106 中的每一个提供第一输入。差分单 元 102 在线路 114 上形成对低频放大器 104 的输出。低频放大器 104 在线路 116 上的输出 形成了对组合器 110 的第一输入， 并且还通过线路 118 反馈以形成对差分单元 102 的第二 输入。差分单元 106 在线路 124 上形成输出以向高频放大器 108 提供输入。高频放大器 108 在线路 126 上提供输出， 该输出形成对组合器 110 的第二输入。组合器 110 将线路 116 和 126 上的信号组合起来以在线路 120 上形成输出信号。还通过线路 122 来反馈线路 120上的输出信号以形成对差分单元 106 的第二输入。
在其中线路 112 上的输入信号是从将要放大的视频信号中得到的包络的示例性 应用中， 与低频放大器 104 的运行频率带宽相比， 该信号具有宽频谱。在该系统中， 低频放 大器 104 提供了在输出信号线路 120 上输送的大部分输出功率， 但其不能在该输入信号的 较高频域上运行。高频放大器 108 有效地充当纠错或清除 (clean-up) 回路以在线路 120 上提供输出信号的缺失部分。通过对线路 126 上的信号和线路 116 上的信号进行求和， 提 供了纠错或清除以在线路 120 上提供期望的输出信号。
在图 1 的典型的现有技术方案中， 高频放大器 108 必须能够在输入信号的几乎全 部频率范围上运行。如上面在本发明的背景技术部分中所述那样， 这产生了对高频放大器 108 的动态范围和分数带宽 (fractional bandwidth) 的要求， 尤其是产生了对必须能够在 非常高的分数带宽处运行且在实践中在其带宽的极端情况运行的组合器 110 的设计的要 求。
根据本发明， 提供了一种减少提供给高频放大器 108 的信号的低频分量的技术。 在图 2 中例示了根据本发明的原理对图 1 的控制系统的修改。在所有下列附图中， 在所示 的任一元件对应于前面图中的元件的情况下， 使用相同的附图标记。 参考图 2， 可以看出， 对图 1 的控制系统进行了调整， 以便在线路 112 上的输入信号 和差分单元 106 的第一输入之间设置延迟单元 204。因此， 延迟单元 204 在线路 112 上接收 输入信号， 并且在线路 202 上提供输出， 该输出形成了对差分单元 106 的第一输入。
延迟单元 204 调整了该控制系统， 使得差分单元 106 的两个输入端处的信号在受 关注的频率范围内相同。在图 1 的方案中， 在控制回路 130 中引入有限延迟。因此， 图2的 方案的延迟 204 因而充当平衡延迟， 将施加于差分单元 106 的第一输入端的信号延迟了与 第一控制回路的并存在于线路 122 上被传送到差分单元 106 的第二输入端的信号中的延迟 相对应的延迟量。延迟单元 204 提供的平衡延迟至少在低频放大器 104 的工作频率范围内 是大体上恒定的。
因此， 线路 202 和 122 上的信号是时间同步的。因此， 设置延迟单元 204 确保了差 分单元 106 在不具有低频信号的线路 124 上提供输出。
以这种方式消除低频信号意味着不需要高频放大器 108 放大那些低频信号， 并且 不需要组合器 110 处理输入线路 126 上的那些低频信号。因而， 以这种方式去除低频分量 允许例如使用变压器或电容器在组合器 110 内进行信号耦合。将变压器用于组合器 110 是 特别有利的方案。
如果不设置延迟单元 204， 则不能将变压器用于组合器 110。
优选地， 由延迟单元 204 提供的延迟是数字延迟。由于数字延迟在所有频率都提 供了恒定的延迟， 因此数字延迟是优选的。数字延迟在输入信号是数字形式的情况下是适 当的。本发明及其实施方式并不限于数字延迟。如在下文中以具体实施方式的上下文进一 步描述的那样， 可以将延迟实现为模拟网络。
现在描述图 2 的控制系统的操作的概述。差分单元 102 和低频放大器 104 与它们 的关联反馈协同在线路 116 上生成了被施加在线路 112 上的输入信号的精确副本。在低频 实现了这一过程。在差分单元 102 和低频放大器 104 的工作频率范围的某些部分或优选地 在全部频率范围中， 信号线路 112 和信号线路 116 之间的延迟大体上是恒定的。另外， 线路
112 和 116 上的信号之间的振幅响应在受关注的频率范围上大体上是平坦的。这确保了在 高频控制回路中的信号线路 126 上实现 ( 低频分量的 ) 最佳消除效果。
如上所述， 延迟单元 204 提供了等同延迟以平衡通过差分单元 102 和低频放大器 104 的延迟。线路 202 上被延迟的输入信号在其中既实现了延迟平衡而且线路 116 上的输 出也是输入信号的精确副本的部分频率范围内等于线路 116 上来自第一控制回路的输出 信号。因此， 在该频率范围内， 差分单元 106 在线路 124 上的输出理想地为零， 并且高频放 大器 108 不提供任何输出功率。然而， 在该频率范围之外， 高频放大器 108 像在如图 1 所示 的常规系统中那样运行， 并且在线路 124 上提供线路 116 和 202 上的信号之差。
线路 120 上的输出信号是线路 112 上的输入信号的被延迟的副本。 在实际实现中， 不可能得到完美的平衡。不过， 在低频率范围内极大地减少了高频放大器 108 的输出。延 迟平衡单元 204 通过提高对高频放大器 108 的低频阻断而提供了很大的有益效果。
当包络信号是如 WiMax( 全球微波接入互操作 ) 技术中的信号的时分双工 (TDD) 信号时， 本方案尤其有益。在这样的信号中， 发生信号低频分量的突变。在没有根据本发明 的技术的延迟平衡的情况下， 明显提高了高频放大器的动态范围要求以避免 TDD 突发开始 时的饱和。 本发明的延迟平衡原理的另选方法是允许延迟单元 204 的延迟随频率变化。延迟 单元 204 的延迟变化可以与低频通路的通过差分单元 102 和低频放大器 104 的延迟变化匹 配。然而， 取决于匹配响应， 可能必需在低频通路中插入附加的延迟以实现延迟平衡。在图 3 中示出了这样的情况， 其中， 在线路 112 上的输入信号和对差分单元 102 的第一输入之间 引入了另一个延迟单元 304。延迟单元 304 在线路 302 上提供对差分单元 102 的第一输入 端的输出。
在图 3 中， 在低频通路中包括延迟单元 304 的情况下， 图 2 的延迟单元 204 被替换 为延迟单元 205。延迟单元 205 被设计为匹配在将要施加延迟平衡或期望延迟平衡的频率 范围内的所有低频延迟。为简明起见， 在低频通路的通带中， 延迟单元 304 具有恒定延迟。 然而， 倘若延迟单元 205 可以匹配变化， 则这对于延迟平衡来说并不是必需的。
可以观察到， 单元 204 的延迟变化呈现在信号线路 120 上的最终输出上。如果并 不期望该延迟变化， 则可以对线路 112 上的输入信号应用相位补偿。
现在参照图 4 和图 5 来描述当在调制电源中使用本发明的原理时的示例性实施方 式。这些方案显示了如何在更多实际系统中实现根据本发明原理的延迟平衡。
图 4 例示了一种方案， 在该方案中， 在输入线路 402 上以数字形式提供了代表将要 被放大的信号的包络的输入信号。数模转换器 432 接收线路 402 上的输入信号， 并且将其 转换成线路 404 上的模拟形式。数模转换器 432 形成了根据本发明的这个实施方式的低频 控制回路的第一级。线路 404 上的模拟信号通过低通滤波器 434。在进一步处理前， 滤波 器 434 从模拟信号中去除高频， 这可以消除由于数模转换器 432 中的采样过程而引起的混 叠 (alias)。根据本发明的特定优选实施例， 如下所述， 还可以使用滤波器 434 来补偿低频 通路的全部响应。
线路 406 上的经过滤波的模拟信号形成了比较器单元 436 的第一输入。比较器单 元 436 在信号线路 408 上提供脉宽调制输出和 / 或脉频调制输出。线路 408 上位于比较器 436 的输出端的信号形成了单元 438 的输入。单元 438 优选地是 “切换器” 单元。在本领域
中已知， 切换器单元 438 根据线路 408 上的输入信号在多个可用电源之间切换。切换器单 元 438 因此将线路 408 上由比较器 436 传送的低功率信号转换为高功率信号。该高功率信 号由切换器单元 438 在线路 410 上传送。
低通滤波器 440 接收线路 410 上的高功率信号， 并且基于线路 410 上来自切换器 单元 438 的脉宽调制输出而在其输出端 412 上重建模拟信号。
比较器 436、 切换器 438 和低通滤波器 440 因此充当了开关模式电源以在线路 412 上提供高功率信号。线路 412 上的高功率信号被提供给变压器 452 的次级绕组的第一抽头 460。变压器 452 充当了图 2 或图 3 中的组合器 110。
变压器 452 的次级绕组的第二抽头 462 连接到其上传送了输出信号的输出信号线 430。
从输出线路 410 提供了低频回路的反馈通路， 并且形成了如线路 414 所示的对比 较器 436 的第二输入。
虚线 468 表示从输出信号线路 430 到反馈线路 414 的附加的、 可选的反馈连接 / 通 路。虚线 470 表示从线路 412 到反馈通路 414 的附加的、 可选的反馈连接 / 通路。这些虚线 显示了为了改善该系统的低频调整而从系统输出或者从低频通路的输出获得的附加反馈。
针对与切换器 438 的适合度设计低通滤波器 440， 因此低通滤波器 440 可能不具有 所需的平坦幅度和系统的总体操作所需要的恒定延迟响应。为了对此做出补偿， 可以修正 低通滤波器 434 的响应以确保在低频控制回路中提供总体响应， 使得线路 412 上的信号具 有大体上平坦的幅度和恒定延迟响应。
可以调整数模转换器 432 的增益、 或线路 402 上在数模转换器 432 之前的数字信 号的幅度以在信号线路 430 上提供所需的低频输出。
现在转到高频控制回路， 单元 442 表示作为由常规电路提供的能够被设定为所需 的延迟的数字延迟的延迟单元。该延迟单元接收线路 402 上的输入信号， 并且在线路 416 上产生延迟的输入信号。线路 416 上的延迟的数字输出信号形成了对数模转换器 444 的输 入， 并且在线路 418 上产生了相应的模拟信号。重建低通滤波器 446 接收 418 上的模拟信 号， 并且在线路 420 上提供模拟信号。
线路 420 上的模拟信号形成了对包括模拟求和放大器 448 的比较器的第一输入。 模拟求和放大器 448 产生了线路 420 上的来自重建滤波器 446 的输出和线路 430 上的系统 输出 ( 作为在反馈线路 426 上将系统输出反馈到求和放大器 448 的第二输入端的结果 ) 之 差。因而在线路 422 上求和放大器 448 的输出端处产生了合适的差分信号。
线路 422 上的差分信号通过宽带放大器 450 放大， 以在线路 424 上提供中功率信 号。线路 424 上的中功率信号被连接到变压器 452 的原级绕组的第一抽头 464。
变压器 452 将宽带放大器 450 在线路 424 上的输出和线路 412 上的低频输出组合 起来。变压器 452 的原级绕组的第二抽头 466 通过连接 428 接地。
根据上述原理来调整延迟单元 442 的延迟， 以将传送到宽带放大器 450 的低频分 量减到最小。为了实现对低频的抑制， 除了延迟匹配外还匹配通路增益。这可以通过调整 数模转换器 432 和 444 的相对增益或它们的数字输入信号来实现。
根据本发明的原理， 在将低频分量减到最小的情况下， 变压器 452 不需要处理低 频信号， 并且可以被设计成在高频有效地运行。这使得变压器 452 体积很小。如图 4 所示， 宽带放大器 450 和变压器 452 之间的连接可以是单端的。在另选方 案中， 宽带放大器 450 和变压器 452 之间的连接例如可以是差分的或推挽式的， 不会影响到 延迟平衡的功能。变压器 452 可以具有任意的匝数比 ( 例如， 1 ∶ 2、 1 ∶ 3 等 )， 可以有利 地将匝数比选择为适合宽带放大器 450 的特性。
在图 5 中例示了针对调制电源而使用本发明原理的另选具体实现方案。该方案 中， 控制系统的输入信号是模拟信号。在线路 502 上提供该模拟输入信号， 并且形成对低频 通路的低通滤波器 434 的直接输入， 并且还形成对高频通路的低通滤波器 446 的直接输入。
全通滤波器 446 适于提供平衡延迟。全通滤波器 446 对其所处理的信号的振幅没 有影响， 但是将延迟引入到高频通路中。
如全通滤波器 446 的模拟网络仅可以在有限的频率范围内提供恒定延迟。因此， 优选地向模拟输入信号应用预失真。
因此， 优选地设置预失真单元 504。在数模转换之前以数字的方式产生预失真， 以 将模拟信号发送到调制器。预失真单元 504 在线路 502 上生成高频通路和低频通路的模拟 输入信号。由预失真单元 504 提供的预失真确保了线路 502 和滤波器 446 上的输入信号的 组合在线路 420 上提供具有大体上恒定的延迟的信号。 在低频通路中， 预失真未显著地影响低频通路， 并且可以实现延迟平衡。
图 5 的方案按照与图 4 的方案相似的模式运行。和在图 4 的方案中一样， 可以调 整滤波器 434 的通带特性以补偿滤波器 440 中的振幅和 / 或延迟变化， 同时保留其阻带衰 减。
在本文中， 通过参考特定的优选的实施方式， 特别是参考在调压电源中的应用而 描述了发明。然而， 描述仅仅是对示例的说明。特别地， 本发明可以在控制系统中得到更加 广泛的实现。可以想象， 应用包括但并不限于动态电源或任意的宽频域电源。