相控调光的 LED 驱动器及其驱动方法 【技术领域】
本发明涉及一种电源控制方法及装置， 具体来说是一种用于相控调光的 LED 驱动 器及其驱动方法。背景技术
传统的调光手段是用基于双向可控硅的相控调光器 (TRIAC Dimmer) 对白炽灯进 行亮度调节， 通过改变交流正弦波导通角来改变通过加到灯的电压的有效值， 改变白炽灯 电流， 操作简单、 灵活、 使用方便， 寿命长。然而可控硅调光装置会给电网带来高次谐波污 染， 影响其他设备的正常使用。
LED 是新型节能照明设备， 产生相同光亮所需电能远比白炽灯小， 与节能灯和白炽 灯相比具有体积小， 不易损坏等优点。 LED 的亮度与流过的电流直接相关， 在照明应用中， 都 需要一个驱动器将市电转换成恒定电流输出或者恒定电压输出用来驱动 LED。由于 LED 与 白炽灯特性存在本质差别， 如果将 LED 灯具 ( 包括相关的驱动器 ) 直接取代白炽灯， 在相控 调光场合， 如果不做专门设计， 会导致 LED 灯具不能正常工作或者出现以下问题 ： LED 灯的 闪烁， 旋转可控硅调光器旋钮时 LED 亮度不能做到全调光范围线性变化， 甚至不能调光 ； 此 外当电网电压变化时对 LED 的亮度也会产生影响。
由于相控调光器中的双向可控硅的导通需要一个维持电流， 为此， 很多 LED 驱动 器 ( 驱动电源 ) 中增加了一个固定负载， 也称死负载 (dummy load) 或 bleeder 电阻， 如图 1 所示。在其导通期间维持其最小导通电流， 保证能准确检测出相角信号， 进行调光控制， 但这样也会增加比较大的损耗， 导致 LED 驱动电路的效率降低， 如美国国家半导体公司的 LM3445 方案。
出于安全的考虑， 很多的 LED 灯具均要求 LED 驱动器具备隔离功能， 即实现输出与 电网输入的电气隔离。 因此， 当前的 LED 驱动电源多采用光耦对输出采样进行反馈控制。 图 2 所示为现有隔离式适合 TRIAC 调光器的 LED 驱动器。其采用反激拓扑， 交流输入信号 AC 经相控调光器后采用电容整流滤波 ( 也可以采用图 1 所示的无源 PFC 电路 )。其相角检测 同样需要死负载， 而且由于输入输出隔离， 使得需要通过隔离将采样的输出电流与相角信 号相叠加。并且反馈一般采用光耦来隔离， 而光耦有老化问题， 影响电路的稳定性， 同时弱 化了电气隔离的强度。
另一类现有隔离式适合 TRIAC 调光器的 LED 驱动器如图 3 所示， 也称单级 PFC 方 案。交流输入信号 AC 经过相控调光器后仅采用容值很小的滤波电容 Cin 进行滤波， 使得滤 波电容两端电压与交流输入信号 AC 基本保持一致， 主要用于高频滤波。通过功率因素校正 (PFC) 控制技术， 使得在相控调光器导通期间输入电流与输入电压同相且幅值成比例。 这种 LED 驱动器利用输出负载作为调光器的负载， 从而省去用于相角检测的死负载。 其中 PFC 控 制可以采用恒定导通时间控制 (constant on) 或者乘法器， 将输入的波形信号与反馈环节 的误差信号相乘， 控制输入电流的波形， 实现 PFC 功能， 这些技术均是本领域技术人员所了 解的常识， 为叙述简明， 这里不再详述。但是该 LED 驱动器在反馈环节， 需要检测输出电流得到误差信号， 存在反馈环节的隔离问题。
在现有的 PFC 控制中， 还有一种输入电压前馈， 用于限制输入的最大功率， 如芯片 UC3854 提及的技术方案， 如图 4 所示。一方面， 交流输入信号经过整流后得到整流半波 Vin， 如图 5 所示。其中 sin(x) 表示交流输入信号， |sin(x)| 表示整流后的整流半波。该整流半 波经过电压前馈模块后得到交流输入电压的有效值， 即输入电压前馈信号 Vff ； 同时， 其经 过波形整形模块 K1 后得到波形信号 Iac。其中， 波形信号 Iac ＝ k×Vin， k 为一系数。另一方 面， 输出信号 Vo 经过模块 Kfb 和电压反馈模块， 得到输出反馈信号 Vea。乘法器 Multiplier 对所述波形信号 Iac、 输入电压前馈信号 Vff 和输出反馈信号 Vea 进行乘法运算， 得到电流基 准信号
从而控制电感电流与电流基准信号一致， 实现 PFC 功能。可以看到， 该乘法器 Multiplier 通过将输入电压前馈信号的平方作为分子， 在输出反馈信号一定的情况下， 实 现输入功率与输入电压无关， 即恒功率控制。即使没有输出反馈信号 (Vea 作为一个定值 )， 输入功率与输入电压无关， 保持恒定。
但在有相控调光器存在的情况下， 交流输入信号在调光角度不同时会缺失， 其整 流后也不再是完整的半波。图 6 示出当切相角度为 60 度的整流情况。因此， 单纯的将整流 波形进行前馈不能得到输入电压的有效值信号， 在相控调光器导通角度较小的情况下， 即 在切相角度较大的情况下， 若没有反馈， 该电压前馈控制会导致输入功率随着切相角度的 增加而急剧增加， 如图 7 所示。不再适用于相控调光的场合。
发明内容
本发明要解决的技术问题是， 克服现有技术中的不足， 提出一种用于 LED 驱动电 路和驱动 LED 的方法。
为解决技术问题， 本发明提出了一种 LED 驱动器， 包括 ： 输入端， 接收交流输入信 号； 相控调光器， 耦接至所述输入端， 提供相控调光信号 ； 整流桥， 耦接至所述相控调光器， 提供整流信号 ； 转换器， 耦接至所述整流桥， 所述转换器包括一可控开关， 所述可控开关根 据开关控制信号被控制导通与断开， 从而在转换器的输出端提供驱动信号至被驱动元件 ； 第三绕组， 耦接至所述控制器 ； 控制器， 根据流过所述可控开关的电流信号、 所述整流信号 和所述第三绕组两端的电压， 提供所述开关控制信号。
作为一种改进， 所述控制器包括 ： 输入前馈电路， 根据所述整流信号， 提供输入电 压前馈信号 ； 相角检测电路， 根据所述整流信号， 提供相角检测信号 ； 波形整形模块， 根据 所述整流信号， 提供波形信号 ； 乘法器， 根据所述输入电压前馈信号、 相角检测信号和波形 信号， 提供电流基准信号 ； 所述控制器控制流过所述可控开关的电流的峰值跟随所述电流 基准信号。
作为一种改进， 所述 LED 驱动器进一步包括采样电阻， 耦接至所述可控开关， 用以 提供所述流过可控开关的电流信号至所述控制器。
作为一种改进， 所述转换器为反激变换器或升压变换器。
作为一种改进， 所述 LED 驱动器进一步包括滤波电容， 对所述整流信号进行高频滤波。 作为一种改进， 所述输入电压前馈信号是所述整流信号的平均值或者有效值。
作为一种改进， 所述相角检测电路包括第一比较器， 用以比较所述整流信号和一 参考信号， 并基于比较结果输出所述相角检测信号， 所述相角检测信号表示所述相控调光 器的导通角度。
作为一种改进， 所述波形整形模块是比例环节。
作为一种改进， 所述控制器进一步包括 ： 过零检测电路， 耦接至所述第三绕组， 根 据所述第三绕组两端的电压提供所述过零检测信号 ； 第二比较器， 根据电流基准信号和所 述流过所述可控开关的电流提供比较信号 ； 触发器， 根据所述比较信号和过零检测信号提 供开关控制信号， 用以控制所述可控开关的导通和断开。
作为一种改进， 所述控制器进一步包括 ： 输出电压前馈电路， 根据所述第三绕组两 端的电压， 提供增益调整信号至所述乘法器， 使所述乘法器输出的电流基准信号与所述增 益调整信号成正比关系。
作为一种改进， 所述输出电压前馈电路包括 ： 采样保持电路， 耦接至所述第三绕 组， 在所述可控开关断开时， 采样并保持所述第三绕组两端的电压 ； 误差放大器， 根据所述 采样保持的电压和电压参考信号， 提供所述增益调整信号 ； 补偿网络， 耦接在所述误差放大 器的输入端和输出端之间。
作为一种改进， 其中当所述采样保持的电压小于所述电压参考信号时， 所述增益 调整信号小于数值 1 ； 当所述采样保持的电压等于所述电压参考信号时， 所述增益调整信 号等于数值 1 ； 当所述采样保持的电压大于所述电压参考信号时， 所述增益调整信号大于 数值 1。
基于上述相控调光的 LED 驱动器， 本发明进一步提出了一种驱动 LED 的方法， 包 括： 将一交流输入信号整流为整流信号 ； 检测所述整流信号， 得到所述交流输入信号的导 通相角信号， 并据此产生一与所述导通相角成比例的相角前馈信号 ； 检测所述整流信号， 得 到基于所述整流信号平均值的输入电压前馈信号以及与之形状一致的波形信号 ； 采样流过 可控开关电流， 产生一电流采样信号 ； 控制电路基于所述相角前馈信号、 输入电压前馈信号 以及波形信号产生电流基准信号 ； 并控制所述电流采样信号跟踪所述电流基准信号， 控制 可控开关的导通和断开， 以提供驱动电压来驱动 LED 灯负载。
作为一种改进， 所述驱动 LED 的方法进一步包括根据所述驱动电压调整所述电流 基准信号。
作为一种改进， 其中当所述驱动电压高于电压参考信号时， 所述电流基准信号增 大； 当所述驱动电压等于所述电压参考信号时， 所述电流基准信号不变 ； 当所述驱动电压 小于所述电压参考信号时， 所述电流基准信号减小。
更进一步地， 本发明还提出了一种驱动 LED 的方法， 包括 ： 将一交流输入信号整流 为整流信号 ； 检测所述整流信号， 得到所述交流输入信号的导通相角信号， 并据此产生一与 所述导通相角成比例的相角前馈信号 ； 检测所述整流信号， 得到基于所述整流信号有效值 的输入电压前馈信号以及与之形状一致的波形信号 ； 采样流过可控开关电流， 产生一电流 采样信号控制电路基于所述相角前馈信号、 输入电压前馈信号以及波形信号产生电流基准 信号 ； 并控制所述电流采样信号跟踪所述电流基准信号， 控制可控开关的导通和断开， 以提
供驱动电压来驱动 LED 灯负载。
作为一种改进， 所述驱动 LED 的方法进一步包括根据所述驱动电压调整所述电流 基准信号。
作为一种改进， 其中当所述驱动电压高于电压参考信号时， 所述电流基准信号增 大； 当所述驱动电压等于所述电压参考信号时， 所述电流基准信号不变 ； 当所述驱动电压 小于所述电压参考信号时， 所述电流基准信号减小。
本发明的有益效果在于 ：
通过上述方案， 实现 LED 负载的相控调光， 无须死负载， 在隔离输出场合无须隔离 反馈等环节， 提高驱动装置效率、 简化电路结构。 附图说明
图 1 是现有非隔离型用于 TRIAC 调光器的 LED 驱动器。 图 2 是现有隔离式 LED 调光方案应用于 TRIAC 调光器。 图 3 是现有单级 PFC 隔离式 LED 调光方案应用于 TRIAC 调光器。 图 4 为现有基于电压前馈的 PFC 控制方案。 图 5 为不经过相控调光器的交流输入电压及整流后的半波电压波形。 图 6 为经过相控调光器后的交流输入电压及整流后的半波电压波形。 图 7 为基于现有 LED 驱动器的输入功率与切相角度的关系曲线图。 图 8 为根据本发明一个实施例的 LED 驱动器 100 的示意电路拓扑图。 图 9 为为图 8 所示 LED 驱动器的控制器 Controller 中的电压前馈电路 10 的示意 图 10 为图 8 所示 LED 驱动器的控制器 Controller 中的相角检测电路 20 的示意图。
图。 图 11 为图 8 所示 LED 驱动器的控制器 Controller 的后级电路 30 的示意图。
图 12 为根据本发明的 LED 驱动器的输入功率与切相角度的关系曲线图。
图 13 为本发明另一个实施例的 LED 驱动器的控制器 Controller 的后级电路 50 的示意图。
图 14 为图 13 所示控制器 Controller 的后级电路 50 中的乘法器增益曲线图。
图 15 为本发明另一个实施例的在非隔离输出场合的 LED 驱动器 200 的示意电路 拓扑图。
图 16 示出根据本发明的相控调光的 LED 驱动方法 300 的示意流程图。
具体实施方式
下面结合附图， 对本发明的具体实施例进行阐述。
图 8 所示是根据本发明在隔离输出应用的一个实施例的 LED 驱动器 100 的示意电 路拓扑图， 其利用输入电压前馈和相角前馈技术， 无需任何输出电流采样， 实现输入的恒功 率控制。在转换效率基本恒定的情况下， 其输出功率也基本恒定。而且， 输出功率随着调光 切相角度的增加 ( 调光器导通角减小 ) 基本线性下降， 实现调光功能。 在没有调光器的情况 下 ( 等同于调光器恒导通 )， 无需输出电流反馈即可实现恒功率 ； 在输入电压变化情况下，维持输出电流恒定。
在图 8 所示的 LED 驱动器 100 采用隔离的反激拓扑， 该反激拓扑包括具有原边绕 组和副边绕组的隔离变压器 T( 也可称为储能电感 )。具体来说， LED 驱动器 100 包括输入 端， 接收交流输入信号 AC ； 相控调光器， 耦接至输入端， 提供相控调光信号 ； 整流桥， 耦接至 相控调光器， 接收相控调光信号， 提供整流信号 Vin ； 滤波电容 Cin， 耦接在整流桥的输出端和 原边参考地之间， 对整流信号进行高频滤波 ； 反激变换器， 耦接至整流桥输出端， 接收整流 信号 Vin。其中反激变换器包括隔离变压器 T， 隔离变压器 T 的原边绕组的一端耦接至整流 桥的输出端 ； 可控开关 Q1， 耦接在隔离变压器 T 原边绕组的另一端和原边参考地之间 ； 控制 器 Controller( 在本实施例中， 为一控制芯片 )， 耦接至整流桥输出端和可控开关 Q1， 根据 整流信号、 可控开关 Q1 的电流和过零检测信号， 提供门极控制信号给可控开关 Q1， 从而控制 可控开关 Q1 的导通与断开。在本实施例中， 隔离变压器 T 还包括第三绕组， 用以提供过零 检测信号至控制器 Controller。
在一个实施例中， LED 驱动器还包括电磁干扰 (EMI) 滤波器， 耦接在相控调光器和 整流桥之间 ； 无源吸收电路， 包括电容 Cr、 电阻 RC 和二极管 Dr， 耦接至隔离变压器 T 原边绕 组两端， 用以吸收原边绕组漏感的电压尖峰 ； 采样电阻 RS， 耦接在可控开关 Q1 和原边参考地 之间， 用以采样可控开关 Q1 导通期间流过原边绕组的电流， 即可控开关 Q1 的电流， 得到电流 采样信号。
LED 驱动器 100 运行时， 控制器 Controller 根据整流信号 Vin， 得到波形信号 Iac、 输入电压前馈信号 Vff 和相角检测信号 Theta， 并基于波形信号、 输入电压前馈信号和相角 检测信号得到一电流基准信号 Iref。控制可控开关 Q1 的电流， 使其峰值电流等于该电流基 准， 从而实现 PFC 功能， 进而在导通角度最大时实现恒功率控制， 并且使得输出功率随调光 导通角度线性变化。在本实施例中， 为实现 PFC 策略， 滤波电容 Cin 的容值较小， Cin 主要用 于高频滤波， 使整流信号 Vin 与输入交流信号 AC 形状保持一致。
图 9 示出根据本发明一个实施例的图 8 所示控制器 Controller 中的输入前馈电 路 10。输入前馈电路 10 接收整流信号 Vin， 提供输入电压前馈信号 Vff。在本实施例中， 输 入前馈电路 10 包括电阻分压器和滤波电路， 整流信号 Vin 通过电阻分压和输出滤波的方法 得到输入电压前馈信号 Vff。当然， 本领域的技术人员应该认识到， 输入电压前馈信号 Vff 可 以是电压前馈电路输入信号 ( 在本实施例中， 为整流信号 Vin) 的平均值或者有效值。电压 前馈电路的实现方式可以有多种， 不限于本实施例中的由电阻分压器和滤波电路构成的电 压前馈电路 10。
图 10 示出根据本发明一个实施例的图 8 所示控制器 Controller 中的相角检测电 路 20。相角检测电路 20 接收整流信号 Vin， 提供相角检测信号 Theta。在本实施例中， 相角 检测电路 20 包括连接电阻模块 21， 第一比较器 22 和滤波器 23。其中整流信号 Vin 经由连 接电阻模块 21 被输送至比较器 22 的同相输入端 ； 比较器 22 的反相输入端接参考电平 ( 参 考地 ) ； 比较器 22 的输出端耦接至滤波器 23， 滤波器的输出为相角检测信号 Theta。在 LED 驱动器 100 运行过程中， 若相控调光器被导通， 则整流信号 Vin 为正， 相应地， 比较器 22 的输 出为正 ； 若相控调光器被断开， 则整流信号 Vin 为零， 比较器 22 的输出为零。因此， 比较器 22 的输出跟随相控调光器的导通角度。比较器 22 的输出信号经由滤波器 23 后， 可得到更 为平滑的相角检测信号 Theta。本领域的技术人员应该认识到， 相角检测电路 20 可以无需连接电阻模块 21， 而将整流信号 Vin 直接输送至第一比较器 22 的同相输入端。第一比较 器 22 的输出信号也可直接作为相角检测信号信号， 而被输送至控制器 Controller 的后级 电路。
图 11 示出控制器 Controller 的后级电路 30。如图 30 所示， 控制器 Controller 的后级电路 30 包括波形整形模块 k， 用以接收整流信号 Vin， 根据整流信号 Vin 提供波形信号 Iac ＝ k×Vin ； 乘法器 Multiplier， 用以接收输入电压前馈信号 Vff、 相角前馈信号 Theta 和 波形信号 Iac， 并根据输入电压前馈信号 Vff、 相角前馈信号 Theta 和波形信号 Iac 提供电流基 准信号 Iref。其中波形信号 Iac ＝ k×Vin。在一个实施例中， 乘法器 Multiplier 的输出与输 入关系为 ：
其中， m ＝ 2 或者 m ＝ 3。
控制器 Controller 的后级电路 30 还包括过零检测电路 31、 第二比较器 32 和触发 器 33。在一个实施例中， 触发器 33 为 RS 触发器。过零检测电路 31 耦接至第三绕组， 用以 检测电感电流的过零状态， 并提供过零检测信号至触发器的输入端 ； 第二比较器 22 的反相 其同相输入端耦接至可控开关 Q1 和采样 输入端耦接至乘法器， 用以接收电流基准信号 Iref ； 电阻 RS 的公共节点， 用以接收可控开关 Q1 导通期间流过原边绕组的采样电流信号， 提供电 流采样信号 ； 第二比较器 22 根据所述电流基准信号 Iref 和电流采样信号， 提供比较信号至 触发器 33 的另一个输入端。触发器 33 根据所述比较信号和过零检测信号提供开关控制信 号， 并经由驱动器 40 控制可控开关 Q1 的导通和断开。
LED 驱动器 100 运行时， 若过零检测电路 31 检测到第三绕组两端电压的过零状态， 则输出过零检测信号至触发器 33。相应地， 触发器 33 输出高电平信号， 用以控制可控开关 Q1 导通。此时， 一方面， 交流输入信号 AC 经由相控调光器、 整流桥、 输入滤波电容 Cin、 变压 器 T 的原边绕组、 可控开关 Q1 和采样电阻 RS 至地， 在原边形成电流通路。原边电流慢慢增 大， 同时采样电阻 RS 两端的电压信号， 即电流采样信号也慢慢增大。另一方面， 交流输入信 号 AC 经由相控调光器、 整流桥、 输入滤波电容 Cin 后被输送至控制器 Controller 中， 得到电 流基准信号 Iref。当采样电阻 RS 两端电压增大至大于电流基准信号 Iref 的电压值时， 第二 比较器 22 输出高电平信号至触发器 33。相应地， 触发器输出低电平信号， 用以控制可控开 关 Q1 断开。 随后， 原边电流通路被断开， 直至第三绕组两端电压再一次过零， LED 驱动器 100 进入下一个工作周期。其工作过程如前所述， 为叙述简明， 这里不再详述。
从上述过程可见， 流过可控开关 Q1 的电流峰值与电流基准信号 Iref 的电压值相等， 即流过可控开关 Q1 的峰值电流与输入电压信号成正比。LED 驱动器 100 实现 PFC 功能。由 于相角前馈的作用， 电路的输出功率与调光相角的关系如图 12 所示， 与图 7 相比， 其实现了 输出功率 ( 在电压基本恒定的情况下， 代表负载的输出电流 ) 与相角相关的调光功能。
另外， 由于 LED 的驱动电压， 其正向压降会存在一定的偏差， 如 +/-3％， 特别是输 出有多个 LED 串联的情况下。不同数目的 LED 串联， 输出电压会存在偏差。在这种情况下， 会导致驱动器带不同负载情况下出现电流偏差的情况。据此， 本发明还提供一个输出电压 前馈的功能， 如图 13 所示的控制器 Controller 的后级电路 50， 其与图 11 所示电路的相同 部分采用相似的附图标记。与图 11 所示电路不同的是， 图 13 所示控制器 Controller 还包
括输出电压前馈电路 54。其中输出电压前馈电路 54 耦接在第三绕组和乘法器 Multiplier 之间， 包括采样保持电路， 耦接至第三绕组， 在可控开关 Q1 断开时， 采样并保持第三绕组两 端电压。而第三绕组和变压器 T 的副边绕组有设定的变压器匝数变比。因此， 第三绕组两 端电压与副边绕组两端电压， 即输出电压成比例变化。 因此， 采样保持电路的输出为输出电 压的反馈值， 即反馈电压。输出电压前馈电路 54 还包括误差放大器 U0， 其同相输入端耦接 至采样保持电路， 以接收反馈电压， 其反相输入端接收电压基准信号 Vref ； 其输出端提供增 益调整信号 kv 至乘法器 Multiplier ； 补偿网络， 耦接在误差放大器的输出端和反相输入端 之间。
在一个实施例中， 乘法器 Multiplier 输出的电流基准信号 Iref 与其输入信号的关 系为 ：
其中 m ＝ 2 或者 m ＝ 3。并且设定 ： 当反馈信号等于电压基准信号 Vref 时， 即输出 电压 VO 等于额定输出时， 增益调整信号 kv ＝ 1， 乘法器输出不变 ； 当反馈信号大于电压基准 信号 Vref 时， 即输出电压 VO 大于额定输出时， 增益调整信号 kv 增大， 乘法器输出增加 ； 当反 馈信号小于电压基准信号 Vref 时， 即输出电压 VO 小于额定输出时， 增益调整信号 kv 减小， 乘
法器输出减小。从而使输出功率按照输出电压比例增加， 维持电流恒定。乘法器的增益曲 线如图 14 所示。
当然， 本领域技术人员应该意识到， 也可以将保持后的反馈电压与基准电压 Vref 比较， 当输出电压高于额定输出时， 误差比较器输出增大。 增大的信号被叠加到乘法器的输 入信号， 如波形信号或者相角前馈信号中， 从而增加输出功率与输出电压的比例关系。 为叙 述简明， 这里不再详细描述。
图 8 所示 LED 驱动器 100 是基于电感电流临界断续的隔离输出实施方式， 同样， 本领域技术人员应该意识到， 基于电感电流断续或者电感电流连续的实施方式也是显而 易见的。同样， 图 8 所示方式基于电感电流的峰值控制， 即电感电流的峰值与基准信号相 等， 本领域技术人员也应该意识到， 基于电感电流平均值的实施方式也是显而易见的， 如 平均电流控制模式或者单周控制模式 (One-cycle control) 或者电荷控制方法 (charge control)， 为叙述简明， 这里不再一一详述。
本发明可以应用到隔离型输出、 也可以应用到非隔离型输出。图 15 所示电路是根 据本发明另一个实施例的在非隔离输出场合的 LED 驱动器 200 的示意电路拓扑图。图 15 所示 LED 驱动器 200 采用升压 (boost) 变换器， 在控制器 Controller 中通过如前所述的 输入电压前馈、 相角检测以及输出电压前馈的 PFC 控制方案， 实现输入电流 ( 即电感电流 ) 跟踪输入电压波形及相角调光功能。电流反馈可以是采样开关管电流， 也可以是电感电流 ( 图 15 虚线所示 )。电感可以工作在临界断续模式 (CRM)、 也可以在连续模式 (CCM) 或者 DCM。在 CRM 中， 可以通过图中所示辅助绕组检测电感电流过零点， 也可以通过电感电流采 样检测其过零点 ( 如 UC3852 所采用的 )。其控制框图可以采用如图 13 所示控制器， 为叙述 简明， 这里不再重复。
在图 11、 图 13 所示控制器的具体实施例中， 可以用模拟电路实现， 也可以通过数 字电路实现。如乘法器， 可以是模拟的乘法器， 也可以将各输入信号通过 A/D 变换 ( 模数转换 ) 后， 利用数字电路实现 ( 或者程序实现 ) 控制， 均不背离本发明精神实质。
进一步地， 本发明还提出了一种相控调光的 LED 驱动方法， 如图 16 所示。 方法 300 包括如下步骤 ： 步骤 301， 将一交流输入信号整流为整流信号 ； 步骤 302， 检测所述整流信 号， 得到所述交流输入信号的导通相角信号， 并据此产生一与所述导通相角成比例的相角 前馈信号 ； 步骤 303， 检测所述整流信号， 得到基于所述整流信号有效值或平均值的输入电 压前馈信号以及与之形状一致的波形信号 ； 步骤 304， 采样流过可控开关电流， 产生一电流 采样信号 ； 步骤 305， 控制电路基于所述相角前馈信号、 输入电压前馈信号以及波形信号产 生电流基准信号 ； 并控制所述电流采样信号跟踪所述电流基准信号， 控制可控开关的导通 和断开， 以提供驱动电压来驱动 LED 灯负载。在一个实施例中， 方法 300 还包括根据所述驱 动电压调整所述电流基准信号。其中当所述驱动电压高于电压参考信号时， 所述电流基准 信号增大 ； 当所述驱动电压等于所述电压参考信号时， 所述电流基准信号不变 ； 当所述驱 动电压小于所述电压参考信号时， 所述电流基准信号减小。
总而言之， 无论上文说明如何详细， 还有可以有许多方式实施本发明， 说明书中所 述的知识本发明的一个具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰， 都 应涵盖在本发明的保护范围之内。 本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确 的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时， 本领域技术人员 将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
本发明这里所提供的启示并不是必须应用到上述系统中， 还可以应用到其它系统 中。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。可以根据上述详细说 明对本发明进行修改， 在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的 同时， 无论在上文中出现了如何详细的说明， 也可以许多方式实施本发明。 上述电路结构及 其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化， 然而其仍然包含在这里所公开 的本发明中。
如上述一样应当注意， 在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不 应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、 特征 或者方案。总之， 不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明 书中公开的特定实施例， 除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。 因此， 本发明的实 际范围不仅包括所公开的实施例， 还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等 效方案。