发明内容
本发明的目的是提出一种高线性度且适合低电压工作的上变频混频器，输入信号通过放大器反馈加载到PMOS和NMOS电流镜的漏极，从而即使工作在低电压下都能保证输入信号能够有较大的摆幅而不被限幅，从而保证整体上变频混频器的线性度。
本发明提出的高线性度且适合低电压工作的上变频混频器，包括：
第一电流镜，用于接收来自外部电源的第一偏置电压和第二偏置电压，以导通组成该电流镜的PMOS管，并输出第一电流和第二电流；所述的第一电流镜由四个PMOS管组成，为纵向两路对称结构，每路PMOS管中的一个PMOS管的漏极与下一个PMOS管的源极相连，位置相对称的PMOS管的栅极与同一个偏置电压相连，为共源共栅电流镜；
第一放大器，用于接收外部电源的第三偏置电压，为组成该第一放大器的NMOS管提供偏置电压；接收外部电源的第一电压，并将该第一电压与该第一放大器输出电压的反馈电压进行比较和放大，得到第一输出电压；所述的第一放大器的两个输入端分别与第一电流镜的一个输出端及外部电源相连；
第二放大器，用于接收外部电源的第三偏置电压，为组成该第二放大器的NMOS管提供偏置电压；接收外部电源的第二电压，并将该第二电压与该第二放大器输出电压的反馈电压进行比较和放大，得到第二输出电压；所述的第二放大器的两个输入端分别与第一电流镜的另一个输出端及外部电源相连；
一个电阻网络，用于接收上述第一放大器和第二放大器的反馈电压，并转换为信号电流；所述的电阻网络由两个电阻串联组成，电阻网络的两端分别与第一电流镜的两个输出端相连；
频率补偿电路，用于对上述的第一放大器和第二放大器的反馈环路提供频率补偿，所述的频率补偿电路由两个电阻和两个电容组成，为两路对称结构，每一路都由电阻串联电容组成；每一路的两端分别与上述的第一放大器和第二放大器的反馈电压输入端和输出端相连；
第二电流镜，用于接收所述的第一电流镜输出的第一电流以及电阻网路的信号电流，通过构成第二电流镜的NMOS管折叠到输出端，产生第一跨导电流；接收所述的第一放大器输出的第一输出电压，为组成第二电流镜的下排NMOS管提供栅极偏置电压；接收外部电压的第四偏置电压，为组成第二电流镜的上排NMOS管提供栅极偏置电压；所述的第二电流镜由四个NMOS管组成，为纵向两路对称结构，每路NMOS管中的一个NMOS管的源极与下一个NMOS管的漏极相连，位置相对称的NMOS管的栅极与同一个偏置电压相连；
第三电流镜，用于接收所述的第一电流镜输出的第二电流以及电阻网路的信号电流，通过构成第四电流镜的NMOS管折叠到输出端，产生第二跨导电流；接收所述的第二放大器输出的第二输出电压，为组成第三电流镜的下排NMOS管提供栅极偏置电压；接收外部电压的第三偏置电压，为组成第二电流镜的上排NMOS管提供栅极偏置电压；所述的第三电流镜由四个NMOS管组成，为纵向两路对称结构，每路NMOS管中的一个NMOS管的源极与下一个NMOS管的漏极相连，位置相对称的NMOS管的栅极与同一个偏置电压相连；
整流和偏置电路，用于接收所述的第一跨导电流和第二跨导电流，经过整流后将第一跨导电流和第二跨导电流的频率变换成射频频率，将具有射频频率的第一跨导电流和第二跨导电流加载到负载电路，产生射频输出电压。
本发明提出的高线性度且适合低电压工作的上变频混频器，通过放大器反馈将输入信号加载到电阻上，因此保证了上变频混频器的线性度。输入信号通过放大器反馈加载到PMOS和NMOS电流镜的漏极，从而能够保证即使工作在低电压下也能保证输入信号有足够的幅度而不被限幅，从而保证该上变频混频器在低电压、大幅度信号输入条件下的线性度。本发明具有消除等效直流失调误差电压的功能，并且该功能几乎不影响到上混频器的线性度。
附图说明
图1是本发明提出的高线性度且适合低电压工作的上变频混频器的结构框图。
图2是图1所示的上变频混频器中的第一电流镜、第二电流镜、第三电流镜、、第二放大器和频率补偿电路的连接关系示意图。
图3是图1所示的上变频混频器中的和第二放大器的第一种具体实现形式。
图4是图1所示的上变频混频器中的和第二放大器的第二种具体实现形式。
图5是图1所示的上变频混频器中的第一电流镜、第二电流镜、第三电流镜、、第二放大器和频率补偿电路在低电压下工作的连接关系示意图。
图6是图4中的直流失调误差电压抑制电路的一种具体实现形式。
图7是图1所示的上变频混频器中的整流和偏置电路的一种具体实现形式。
具体实施方式
本发明提出的高线性度且适合低电压工作的上变频混频器，其结构框图如图1所示，包括：
第一电流镜，用于接收来自外部电源的第一偏置电压和第二偏置电压，以导通组成该电流镜的PMOS管，并输出第一电流和第二电流。第一电流镜，其结构如图2所示，由四个PMOS管M575-M578组成，为纵向两路对称结构，每路PMOS管中的一个PMOS管的漏极与下一个PMOS管的源极相连，位置相对称的PMOS管的栅极与同一个偏置电压相连，为共源共栅电流镜；
第一放大器，用于接收外部电源的第三偏置电压，为组成该第一放大器的NMOS管提供偏置电压；接收外部电源的第一电压，并将该第一电压与该第一放大器输出电压的反馈电压进行比较和放大，得到第一输出电压；所述的第一放大器的两个输入端分别与第一电流镜的一个输出端及外部电源相连，如图2所示；
第二放大器，用于接收外部电源的第三偏置电压，为组成该第二放大器的NMOS管提供偏置电压；接收外部电源的第二电压，并将该第二电压与该第二放大器输出电压的反馈电压进行比较和放大，得到第二输出电压；所述的第二放大器的两个输入端分别与第一电流镜的另一个输出端及外部电源相连，如图2所示；
一个电阻网络，用于接收上述第一放大器和第二放大器的反馈电压，并转换为信号电流；所述的电阻网络由两个电阻串联R566和R567组成，电阻网络的两端分别与第一电流镜的两个输出端相连，如图2所示；
频率补偿电路，用于对上述的第一放大器和第二放大器的反馈环路提供频率补偿，所述的频率补偿电路由两个电阻和两个电容组成，为两路对称结构，每一路都由电阻串联电容组成；每一路的两端分别与上述的第一放大器和第二放大器的反馈电压输入端和输出端相连，如图2所示；
第二电流镜，用于接收所述的第一电流镜输出的第一电流以及电阻网路的信号电流，通过构成第二电流镜的NMOS管折叠到输出端，产生第一跨导电流；接收所述的第一放大器输出的第一输出电压，为组成第二电流镜的下排NMOS管提供栅极偏置电压；接收外部电压的第四偏置电压，为组成第二电流镜的上排NMOS管提供栅极偏置电压；所述的第二电流镜由四个NMOS管组成，为纵向两路对称结构，每路NMOS管中的一个NMOS管的源极与下一个NMOS管的漏极相连，位置相对称的NMOS管的栅极与同一个偏置电压相连，如图2所示；
第三电流镜，用于接收所述的第一电流镜输出的第二电流以及电阻网路的信号电流，通过构成第四电流镜的NMOS管折叠到输出端，产生第二跨导电流；接收所述的第二放大器输出的第二输出电压，为组成第三电流镜的下排NMOS管提供栅极偏置电压；接收外部电压的第三偏置电压，为组成第二电流镜的上排NMOS管提供栅极偏置电压；所述的第三电流镜由四个NMOS管组成，为纵向两路对称结构，每路NMOS管中的一个NMOS管的源极与下一个NMOS管的漏极相连，位置相对称的NMOS管的栅极与同一个偏置电压相连，如图2所示；
整流和偏置电路，用于接收所述的第一跨导电流和第二跨导电流，经过整流后将第一跨导电流和第二跨导电流的频率变换成射频频率，将具有射频频率的第一跨导电流和第二跨导电流加载到负载电阻R101和R102，产生射频输出电压。
图2是图1所示的上变频混频器中的第一电流镜、第二电流镜、第三电流镜、、第二放大器和频率补偿电路的连接关系示意图。输入信号电压是第一电压、第二电压，输出信号电流是第一跨导电流、第二跨导电流。直流失调误差电压抑制模块由数控总线DOC<5:0>控制来抑制直流失调误差电压。第一偏置电压和第二偏置电压分别为第一电流镜的PMOS管子M575-M578提供偏置电压；第四偏置电压则为第二电流镜、第三电流镜的Cascode管子M543-M546提供偏置电压。第二电流镜的M531-M532和第三电流镜的M533-M534的栅极电压则分别由第一放大器和第二放大器的输出电压控制。输入信号第一电压和第二电压分别连接到第一放大器和第二放大器的正端，第一放大器和第二放大器的负端则分别连接到第一电流镜的两个输出端。第一放大器和第二放大器的负端通过电阻网络相连，同时第一放大器的负端既是第一电流镜的一个输出端又是第二电流镜的输入端，而第二放大器的负端既是第一电流镜的另一个输出端又是第三电流镜的输入端。频率补偿电路的频率补偿是通过电阻和电容构成的Miller补偿实现的，其中电阻R562和电容C564构成一个Miller补偿，而电阻R563和电容C565构成另外一个Miller补偿。
图3是图1所示的上变频混频器中的第一放大器和第二放大器的第一种具体实现形式。PMOS管M701的栅极电压由第三偏置电压提供，构成PMOS电流镜；PMOS管M702、M703构成PMOS输入差分对。NMOS管M704的栅极电压由第三偏置电压提供，从而构成NMOS电流镜；NMOS管M705、M706构成NMOS差分对。PMOS管M707、M708漏栅连接成二极管形式，分别与PMOS管M708、M709构成电流镜；PMOS管M708漏极连接到放大器的输出电压。NMOS管M710漏栅相连接成二极管形式，与NMOS管M712构成电流镜，作为PMOS差分对M702、M703的负载；NMOS管M712的漏极连接到放大器的输出电压。PMOS电流镜M709的漏极连接到M710的漏极和栅极，然后经过NMOS管M712折叠到放大器的输出电压。
图4是图1所示的上变频混频器中的第一放大器和第二放大器的第二种具体实现形式，是能够抑制直流失调误差电压的放大器结构。图4中有两个放大器电路，两者具有相同的结构。第三偏置电压给第一电流镜的PMOS管M234以及M235提供偏置电压。PMOS管M230、M231构成第一放大器的输入差分对，而PMOS管M233、M232则构成第二放大器的输入差分对。NMOS管M220、M221分别和与其源极连接的电阻R210、R211和两个支流失调误差电压抑制电路构成电流镜，作为第一放大器的有源负载，其中NMOS管M220的漏极和NMOS管M220、M221的栅极连接，完成差分到单端的输出；NMOS管M223、M222分别和与其源极连接的电阻R213、R212和两个支流失调误差电压抑制电路构成电流镜，作为第二放大器的有源负载，其中NMOS管M223的漏极和NMOS管M223、M222的栅极连接，完成差分到单端的输出。直流失调误差电压抑制电路有4个260-263，每个电路的结构相同，都有4个输入输出端口，分别是TOP、GND、EN和CW<3:0>，但是端口的具体连接方式有所不同，具体说明如下：子模块260-263的TOP端口，分别连接NMOS管M220-M223的源极，虽然4个控制子模块的控制总线CW<4:0>都连接到直流失调误差电压控制DOC<5:0>的低4位DOC<4:0>，但是模块260和262的EN端口是连接到DOC<5>，而模块261和263则是连接到DOC<5>的反向信号-DOC<5>。
图5是图1所示的上变频混频器中的第一电流镜、第二电流镜、第三电流镜、、第二放大器和频率补偿电路在低电压下工作的连接关系示意图。图5和图2的区别在于，无论是第一电流镜中的Cascode管M576、M578，还是第二电流镜中的Cascode管M543-M544和第三电流镜中的Cascode管M545-M546都被去掉。这样的目的是能够保证该跨导电压能够工作在更低电压下。
图6是图4中直流失调误差电压抑制电路的一种具体实现形式。电阻R611-R615的一端都连接到端口TOP，电阻的另外一端分别连接到NMOS开关管M601-M605的漏极。NMOS开关管M601-M605的源极都连接到地，而NMOS开关管的栅极分别连接到与非门N621-N625输出。与非门N621-N625其中的一个输入都连接到EN端口，与非门N621-N625另外的一个输入分别连接到控制总线CW<4:0>。
图7是图1所示的整流和偏置电路的一种具体实现形式。所述整流和偏置电路有外部电源提供的本振信号输入LO+和LO-，LO+和LO-通过电容C135和C136交流耦合到整流和偏置电路MOS管M131-M134的栅极。MOS管M131-M134栅极是外部电源提供的偏置电压通过电阻R139和R140分别来提供直流电压的。
最后结合附图详细介绍本发明上变频混频器的工作原理。如图2所示，上变频混频器的线性度通常决定于该混频器跨导级的线性度，该上变频混频器跨导级电路中第一放大器和第二放大器的输出分别连接到NMOS管M532和M533的栅极，从而使得环路1从PMOS管M576的漏极经过第一放大器和NMOS管M532再回到PMOS管M576的漏极和环路2从PMOS管M578的漏极经过第二放大器和NMOS管M533再回到PMOS管M578的漏极分别形成负反馈。理论上，PMOS管M576漏极的信号电压将完全跟随第一放大器正端输入信号的电压，而PMOS管M576漏极处的电压也将完全跟随第一放大器正端输入信号电压。从而由于放大器的反馈作用，该电路能够将外部电源提供的第一电压和第二电压几乎没有畸变的复制到PMOS管M576的漏极和PMOS管M578的漏极，然后加载到电阻网络转化到信号电流，从而保证了该上变频混频器的线性度。电阻网络有2个电阻R566和R567首尾相连。NMOS管M544漏极的信号电流通过NMOS电流镜M544、M532和M531、M543折叠到输出端，产生第一跨导电流；而NMOS管M545漏极的信号电流通过NMOS电流镜M545、M533和M534、M546折叠到输出端，产生第二跨导电流。其次，由于PMOS M576的漏极又连接到NMOS M544的漏极，理论上该点信号的摆放范围是2Vdsat-Vdd-2Vdsat。同理，PMOS M578的漏极又连接到NMOS M545的漏极，理论上该点信号的摆幅范围也是2Vdsat-Vdd-2Vdsat。由于有了上述这么宽的动态范围，从而能够保证输入信号即使在大的摆幅下而不被限幅，从而保证了该上变频混频器在大信号输入下的线性度。
从图2中可见，PMOS管M575、M576和M577、M578分别构成共源共栅结构的电流镜。而NMOS管M531、M543和M532、M544和M533、M545和M534、M546分别构成共栅结构的电流镜。PMOS共栅管M576、M578能够保证PMOS管有更大的输出电阻，从而PMOS管输出电流基本不随着第一放大器和第二放大器负端的电压摆幅而变化，从而消除了上述二阶效应带来的非线性。NMOS共栅管M543-M546能够保证NMOS电流镜M531-M534更好的匹配度。另外由于输出端连接到整流和偏置电路NMOS管的源极，NMOS共源管M543和M546能够为整流和偏置电路射频部分和输出基带部分提供很好的隔离。
如前所述，图2中PMOS管M576和N578漏极信号摆幅范围是2Vdsat-Vdd-2Vdsat，如果第一放大器和第二放大器能够保证其有轨到轨的共模电压输入范围，从而就能够保证输入信号的摆幅只要在满足Vdsat-Vdd-Vds范围之内，跨导级的线性度就没有明显的恶化。反过来，我们可以理解为该电路结构适合于低电压工作。图3所示的是具有轨到轨共模输入电压范围的第一放大器或第二放大器结构。PMOS管M701构成PMOS差分对M702、M703的尾电流源；NMOS电流镜M710、M712构成PMOS差分对的有源负载，NMOS管M710漏栅连接成二级管形式，将PMOS管电流折叠到放大器输出，完成差分到单端的转换。NMOS管M704构成NMOS差分对705、706的尾电流源；NMOS电流镜M707、M710和M708、M709分别构成电流镜，从而将NMOS差分对M705、M706折叠；实际上，连同NMOS管电流镜M710、M712构成电流模放大器。放大器的正端输入连接到NMOS管M705的栅极和PMOS管M702的栅极，放大器的负端输入连接到NMOS管706的栅极和PMOS管703的栅极。假设电源电压Vdd大于2Vgs+2Vdsat，则放大器的共模输入电压范围是0-Vdd。综合上述2点，本发明的上变频混频器结构能够保证在2Vdsat-Vdd-2Vdsat的电压范围之内保证输入信号不被限幅，因此该上变频混频器结构非常适合于低电压下工作。如果要求上述混频器能够在更低电压下工作，可以采用图5所示的结构。图5所示的结构与图2所示的结构的区别在于所有共源共栅的电流镜结构都改成单管的电流镜结构，从而保证放大器正端输入信号的摆幅是Vdsat-Vdd-Vdsat，从而能够保证该混频器能够在更低的电压下工作。
如果要求该上跨导具有对直接失调误差电压的抑制功能，可以采用图4所示的放大器结构。图4有2个放大器电路，两者具有相同的结构。以第一放大器为例，PMOS管M234经过第三偏置电压对其栅极的电压偏置构成PMOS差分对M230和M231的尾电流源。NMOS管M220和M221以及各自源极连接的电阻和直流失调误差电压抑制电路构成电流镜，作为PMOS差分对M230、M231的有源负载。图6是直流失调误差电压抑制电路的具体实现形式，实质上该电路是一组具有比例大小的、并且受到NMOS开关管控制的电阻。具体直流失调误差电压的抑制过程如下，在此还是通过具体的实例来说明上述过程。假设所有等效到上混频器输入端的直流失调误差电压是10mV，不妨假设输入端第一电压的电压高于第二电压10mV。所谓“所有的等效”是指该直流失调误差电压即包括上混频器由于失配而导致的等效输入直流失调误差电压，同样也包括所有上混频器前级电路等效到上混频器输入端的直流失调误差电压，譬如说数字模拟转换电路的直流失调电压。由于第一电压高于第二电压，而直流失调误差电压的抑值过程最终要求第一放大器和第二放大器负端节点的直流电压近似相等。因此我们将DOC<5>设置为“0”，这样-DOC<5>经过反相器设计为“1”。对于第一放大器而言，直流失调误差电压抑制模块260、261EN分别是“0”和“1”，因此子模块260中所有的NMOS开关都是导通的；而子模块261中电阻是否导通还是关闭是通过控制字DOC<4:0>来决定，因此流经PMOS管M230的电流大于流经PMOS管M231的电流，也就是说PMOS管M230的Vgs电压绝对值大于PMOS管M231的Vgs电压的绝对值，从而第一放大器负端节点的直流电压要比第二放大器负端节点的直流电压要低。同理我们可以推断节点598的直流电压要比节点502的直流电压要高。在DOC<5>为“0”时，调节控制字DOC<4:0>能够改变子模块261和263导通电阻阻值的大小，从而能够改变第一放大器和第二放大器负端电压差的大小，从而有可能近似抵消10mV直流失调误差，保证直流失调误差电压几乎相等，增加上混频器输入的本振泄露抑制比。
最后需要考虑到上述跨导的稳定性。无论是图3还是图4的放大器结构，都是理解成为单极放大器。而反馈环路都是2级结构，具体说来，图2中反馈环路1利用第一放大器作为反馈环路的第一级放大单元，而NMOS管M532可以看作反馈环路的第二级放大单元；上述环路的主极点位于第一放大器的输出，而次主极点位于第一放大器负端。通常由于连接第一放大器负端的电阻R566的阻值通常在kOhm的量级，次主机点通常远离主极点，电路可能不需要进行频率补偿。如果主极点和次主极点相隔不是很远，就需要进行频率补偿。图2中电容C564和电阻R562构成密勒补偿电路。而反馈环路2利用第二放大器作为反馈环路的第一级放大单元，而NMOS管M533可以看作反馈环路的第二级放大单元。同理，该反馈环路的主极点位于第二放大器的输出，次主极点则位于第二放大器的负端。而电容C565和电阻R563则构成该环路的密勒补偿电路。