逆扩频装置，时序检测装置， 信道估计装置和频率误差测量方法 本发明涉及一种CDMA(码分多址)通信系统，更具体地说，它涉及一种即便在大的频率偏移环境下也能执行时序检测和信道估计的逆扩频装置。
近来，具有高干扰容受力的CDMA通信系统作为移动通信系统中的一种通信方法而得到广泛的使用。CDMA通信系统使用了这样一种方法，即，在这种方法中，发送器在利用一扩频码(一比特信号)对一用户信号进行扩频之后再将其发射出去，而接收器则通过利用与发送器方相同的扩频码对接收到的信号进行逆扩频，从而获得原始用户信号。因此，除非接收器的扩频码串的相位与发送器使用的扩频码串的相位同步，否则接收到的信号就不能被接收器进行反向扩频。为了实现这个条件，在移动台上使用了具有高频率精确度的TCXO(温度补偿晶体振荡器)以作为其参考振荡器，该参考振荡器用来产生一个参考频率信号以满足对从基站接收到的信号进行解调的需要。但是，由于移动台必须被制作得很小而且应具有较高的成本－效果比，因此，移动台上使用的参考振荡器的频率精确度自然比基站上用的参考振荡器的频率精确度低。所以，为了使移动台的参考频率信号的频率与基站发送器发出的参考频率信号的频率相匹配，在移动台中一般都采用一种AFC(自动频率控制)技术。
采用AFC技术的移动台地结构将参考图12得到说明。在对其的描述中作了如下假设，即，在该CDMA通信系统中，一个单码元信号通过利用n段扩频码而得到扩频。
图12所示的移动台由无线部分1、时序检测装置4、信道估计装置5、TCXO 6、解调部分16和AFC电路17构成。时序检测装置4含有一逆扩频装置7和一峰值检测部分8。信道估计装置5含有一个逆扩频装置9和一旋转校正部分15。
无线部分1用于对其接收到的基于TCXO所产生的参考频率信号的高频信号执行正交检测，并且执行模－数转换以将接收到的高频信号转换成由数字信号I分量(同相信号)构成的基带信号11和由另一数字信号Q分量(正交相位信号)构成的基带信号12。
TCXO 6输出一个频率受AFC控制电路17控制的信号以作为参考频率信号。逆扩频装置7通过将基带信号11和12(其中一个由I分量构成，而另一个则由Q分量构成，它们都由无线部分1提供)与扩频码相乘进而执行逆扩频。
峰值检测部分8用于检测扩频时序，在该扩频时序中，当逆扩频装置7执行逆扩频时，将有一个相关值达到峰值水平。逆扩频装置9通过利用由峰值检测部分8获取的扩频时序对分别由无线部分1提供的I和Q分量构成的基带信号11和21进行逆扩频，从而获取一个复数码元。
以下将参考图13对利用数字匹配滤波器实现的逆扩频装置7和9的结构进行说明。
各逆扩频装置7和9分别由相关器110和相关器120构成。如果在一个信号接收时间上进行过采样处理，相关器110由OSR x(n－1)个延迟装置12l至12osr(n－1)，n个乘法器13l至13n以及一个加法器14构成，其中“OSR”代表在接收信号时间上采用的“过采样比”。类似地，相关器120由OSR x(n－1)个延迟装置22l至22osr(n－1)，n个乘法器23l至23n以及一个加法器24构成。
相关器110适合于通过使输入的基带信号11(由I分量构成)顺序移动通过延迟装置12l至12osr(n－1)并使其与扩频码顺序相乘，从而计算出一个相关值。加法器14可通过将顺序获得的单个相关值与另一个单独的相关值相加，从而计算出含有I分量的相关值。类似地，在相关器120中，通过利用扩频码对由Q分量构成的基带信号21进行逆扩频，就可获得由Q分量构成的相关值。含有I和Q分量的一对相关值就构成了一个逆扩频复数码元。
以下将参考图14对利用平滑相关器实现的逆扩频装置7和9的结构进行说明。
各逆扩频装置7和9都由相关器60和相关器70构成。相关器60含有一乘法器62，一加法器63以及一延迟装置64。相关器70含有一乘法器72，一加法器73以及一延迟装置74。
相关器60适合于利用乘法器62将一由I分量构成的输入基带信号11与各段扩频码相乘。通过将结果基带信号11与扩频码相乘而得到的n个数值用由加法器63和延迟装置64组成的积分器进行积分，从而产生一个含有I分量的相关值。类似地，相关器70能够通过对由Q分量构成的基带信号21进行逆扩频，从而计算出一个含有Q分量的相关值。含有I和Q分量的一对相关值构成了一个逆扩频复数码元信号。
旋转校正部分15对包含在从逆扩频装置9获得的I和Q分量的复数码元之中的相位误差进行检测并校正该相位误差。
接下来将对信道估计装置5的旋转校正部分15所执行的信道估计进行说明。
信道估计代表了对复数码元的相位进行估计并对相位进行校正的处理，因为相位会因为移动台的参考频率信号发生频率偏移或者类似原因而发生转动。信道估计是通过利用一个导频码元作为参考而得到执行的，该导频码元包含在从基站发出的数据之中。
首先对该导频码元进行说明。以下通过参考图15对正向连接的主信道(信号通过此正向连接而从基站发送向移动台)的帧结构(根据具体说明指定)进行说明。
构成主信道的一个720ms的超级帧由72个10ms的无线帧501至5072构成。各无线帧501至5072都含有16个时隙511至5116。各时隙511至5116都包括由一个码元构成的搜索码码元52、由5个码元构成的发送数据码元53以及由四个码元构成的导频码元54。尽管导频码元54对于各时隙具有不同的数值，但其模式却是预定的模式。因此，在移动台接收到导频码元54之前，它就能得到与导频码元54的模式有关的信息。在上述主信道帧结构的情况下，移动台可利用4个导频码元54对基站发出的信号中的相位误差和频率误差进行测量。
构成导频码元54的四个复数码元被描绘在一个由Q分量作为纵坐标、I分量作为横坐标的平面之上。如果复数向量45，46，47和48如图16所示，则复数向量45和46之间有一个相位旋转θ1，复数向量46和47之间有一个相位旋转θ2，而在复数向量47和48之间有一个相位旋转θ3。
解调部分16能够通过对由I和Q分量构成的复数码元(该复数码元的相位误差得到了旋转校正部分15的校正)进行解调，从而获取原始信号。AFC控制电路17用于计算频率误差(它是TCXO 6产生的参考频率信号的频率与基站发出的信号的参考频率之差)，并能对TCXO 6产生的参考频率信号的频率进行控制，从而减少频率误差。
在采用AFC方法的常规移动台中，即使当由逆扩频装置9获得的复数码元的相位因TCXO 6产生的参考频率信号中出现频率偏移而被转动时，如果参考频率信号的频率偏移是在一定的范围之内，则相位误差可被旋转校正部分15校正并且解调部分16也可进行正常的解调。
但是，在上述常规的移动台中，如果参考频率信号的频率偏移超出了预定的范围，则用AFC方法就不能校正频率偏移。也就是说，频率偏移可能会超出AFC的范围。
以下将对常规移动台中出现上述现象的原因进行说明。
如果出现载波频率偏移，则相位将在一个码元区域的n码片区域内被旋转。即，相位误差出现在各码片之间。
但是，在常规的逆扩频装置7中，复数码元是通过在一个码元区域的n个码片中的全部信号都是同相信号的状态下计算相关值而获得的。因此，通过将各段的相关值与扩频码相加而获得的相关值被做得很小，从而导致扩频增益的降低。这也会造成时序检测装置4中代表获取扩频时间的概率的时序捕捉率降低。如果扩频时序不能被获取，则不仅是逆扩频装置所进行的逆扩频而且其后的信道估计和AFC过程都是不可能实现的。
接下来将参考图17对时序捕捉率随频率偏移的增加而降低的情况进行说明。图17显示了当在常规逆扩频装置中使用一定量的载波频率的频率偏移时，时序捕捉率和能量与信号每一个比特的平均噪声功率谱密度(Eb／NO)之间的关系。
从图中可以明显看出，当频率偏移为0(零)ppm时，即使Eb／NO减小，时序捕捉率也不会降低，而当频率偏移增加至3 ppm至5 ppm时，时序捕捉率明显降低。尤其是当频率偏移变成5 ppm时，时序捕捉率快速降低。
另外，在利用信道估计装置进行信道估计时，如果扩频增益降低，则出错率会相应增加。在常规的移动台中，由于信道估计的执行是根据一码元速率而进行的，如果出现每个单码元的相位偏移超过180°，则扩频增益将大大降低而且以码元为单位的信道估计也将变得非常困难。另外，由于不可能有用来指出相位偏移已经出现的检测，所以对频率偏移量进行估计也是不可能的。例如，当TCXO 6的参考频率为2 GHz且码元速率为16 Ksps(码元／秒)时，1 ppm参考频率的偏移将导致45°／码元的相位误差，而4ppm参考频率的偏移将导致180°／码元的相位误差。
图18显示了当在常规扩频装置中使用一定量的载波频率的频率偏移以作为一个参数时，BER与信号每一个比特的Eb／N0之间的关系。从该图中可以明显看出，随着频率偏移从0增加到4 ppm，由同一Eb／N0得到的BER也相应增加。
即使在上述常规例子的情况下，如果TXCO 6的频率偏移在±4ppm的范围之内，由于频率偏移量可被检测出来，所以这个频率偏移就能被AFC校正。这也就说明了AFC的实际频率偏移范围约为±4ppm。
为了解决上述问题，在日本未决专利申请HeiNo．9－200081中揭示出了一种使AFC频率偏移范围之内的频率偏移范围得到扩展的技术。图19的示意框图显示了含有其它常规逆扩频装置的频率误差检测电路的结构。
常规的频率误差检测电路由复数匹配滤波器131和132、复数扩频码发生装置133和134、峰值检测平均部分135和136、峰值位置检测部分137、功率计算部分138和139、标准化电路141、功率差计算部分143以及频率误差转换部分142构成。功率差计算部分143含有一个加法器140以及一个标准化电路141。
在常规的频率误差检测电路中，基带复数信号被无线部分接收并在经正交检测之后被输入至复数匹配滤波器131，然后，它被与由复数扩频码发生装置133产生的复数代码相乘以产生一个复数相关值，与此同时，另一个基带复数信号也被无线部分接收并在经正交检测之后被输入至复数匹配滤波器132，然后，它被与由复数扩频码发生装置134产生的复数扩频码相乘以产生复数相关值。每个生成的相关值被两个峰值检测平均部分135和136分别与复数相关的最大时序(由峰值位置检测部分在多个码元时间内检测到)进行平均并分别由两个功率计算部分138和139计算出一个功率值。在功率差计算部分143中，已算出的功率值之间的差异通过加法器得到计算，功率值之差的计算结果被标准化电路进行标准化处理。频率误差转换部分142从标准化的功率值之差中计算出相应的频率误差并将其输出。复数扩频码发生装置133通过给出一正频率偏移以输出预先计算出来的复数扩频码，而复数扩频码发生装置134则通过给出一负频率偏移(其绝对值与正频率偏移相等)以输出预先计算出来的复数扩频码。这样就使得待被赋予复数相关值的频率偏移处于码元信号区域之内。
在常规的频率误差检测电路中，通过利用复数扩频码(它通过预先给出频率偏移而获得)来执行逆扩频，AFC内的频率误差范围就可得到扩展。但是，为了实现此举，就需要有用于保存通过预先给出频率偏移而获得的复数扩频码的存储器。另外，还需要有高速芯片处理以将基带信号与扩频码相乘。在图13和图14所示的常规逆扩频装置中，由于扩频码是由一位信号构成，所以基带信号与扩频码的相乘是通过代码运算而得到实际执行的。但是，因为通过预先给出频率偏移而获得的扩频码的表达式需要更多的位数，而且由于基带信号与扩频码相乘不能通过这种代码运算来实现，所以需要有一个乘法器以用于对由多个位构成的信号进行相互相乘。因此，与将基带信号和不含有频率偏移的扩频码相乘的情况相比，用于执行复数相乘的逆扩频装置的电路尺寸和功耗会变得更大。
逆扩频装置电路尺寸和功耗的增加与近来日益增加使如便携电话或类似设备的移动台具有小型化和低功耗的要求正好相反。
上述常规的逆扩频装置和AFC方法具有以下问题：
(1)大频率偏移环境下的时序检测和信道估计不能只由使用以码元速率进行的信道估计所获得的相位误差的AFC方法来执行，其结果使得AFC只有很窄的频率误差范围。
(2)日本未决专利申请No．Hei 9－200081中所述的AFC方法会不可避免地使逆扩频装置的电路尺寸和功耗大大增加。
综上所述，本发明的目的就是提供一种逆扩频装置，它在大频率偏移的环境下执行时序检测和信道估计而不增加电路尺寸和功耗并能扩展AFC的范围。
根据本发明的第一个方面，提供了一种用于对复数基带信号进行逆扩频的逆扩频装置，该复数基带信号的一部分由I(同相信号)分量构成，其另一部分由Q(正交相位信号)分量构成，而且其各部分都利用单码元信号的n段扩频码而得到扩频，该逆扩频装置包括：
第一相关器，含有多个第一延迟装置，其数目为n－1的整数倍，第一延迟装置可通过以预定的时间间隔对由I分量构成的基带信号进行延迟从而使其顺序地移动。第一相关器还含有n个第一乘法器以及m个第一加法器，各乘法器将由I分量构成并被第一延迟装置移动的基带信号与一扩频码执行相乘操作，而各加法器则对n个第一乘法器中的k个第一乘法器的输出进行积分操作并输出积分的结果以作为由I分量构成的中间信号(m=n／k)；
第二相关器，含有多个第二延迟装置，其数目与单码元信号的码片数相同，该单码元信号通过以预定的时间间隔对由Q分量构成的基带信号进行延迟而被移动，第二相关器还含有n个第二乘法器以及m个第二加法器，各乘法器都将由Q分量构成并被第二延迟装置顺序移动的基带信号与一扩频码执行相乘操作，而各加法器则对n个第二乘法器中的k个第二乘法器的输出进行积分操作并输出积分的结果以作为由Q分量构成的中间信号；
m个相位旋转器，各相位旋转器通过将m个由上述各第一相关器所产生的I分量构成的上述中间信号和m对复数中间信号在复平面上以一定相位旋转角分m级进行相位旋转，从而执行旋转校正，所述m对复数中间信号含有m个由上述各第二相关器所产生的Q分量构成的上述中间信号，而所述m级的每一级是对每对复数中间信号滑过一参考旋转角；
第一加法器，它可通过对各相位旋转器做出旋转校正之后所获得的m个复数中间信号的I分量进行积分，从而计算出由I分量构成的相关值；以及
第二加法器，它可通过对各相位旋转器做出旋转校正之后所获得的m个复数中间信号的Q分量进行积分，从而计算出由Q分量构成的相关值。
在本发明所述的逆扩频装置中使用了数字匹配滤波器型相关器，其复数基带信号与扩频码之间的相乘运算是利用第一和第二乘法器而得到完成的，m个复数中间信号是通过在将n个乘积值相乘以获取复数码元之前对由第一和第二加法器获得的k个乘积值进行积分而被产生的，而且频率偏移被相位旋转器提供给m个复数中间信号。其结果使得一个码元周期内的旋转得到了补偿，从而可获得大的扩频增益。
根据本发明的第二个方面，提供了一种用于对复数基带信号进行逆扩频的逆扩频装置，该复数基带信号的一部分由I(同相信号)分量构成，其另一部分由Q(正交相位信号)分量构成，而且其各部分都对单个码元信号利用n段扩频码进行扩频，该逆扩频装置包括：
第一乘法器，在由I分量构成的基带信号与n段扩频码之间顺序执行相乘；
第一相关器，通过对每k个由第一乘法器获得的乘积值进行顺序积分并利用该乘积值作为中间信号并输出它们，从而产生m个由I分量构成的中间信号；
第二乘法器，在由Q分量构成的基带信号与n段扩频码之间顺序执行相乘；
第二相关器，通过对每k个由第一乘法器获得的乘积值顺序进行积分并利用该乘积值作为中间信号并输出它们，从而产生m个由Q分量构成的中间信号；
相位旋转器，通过将m个I分量构成的上述中间信号和m对各由Q分量构成的复数中间信号在复平面上以一定相位旋转角分m级进行相位旋转，从而执行旋转校正，所述m级的每一级是对每对复数中间信号滑过一参考旋转角；
第一加法器，通过对各相位旋转器进行旋转校正之后所获得的m个复数中间信号的I分量进行积分，从而计算出由I分量构成的相关值；以及
第二加法器，通过对各相位旋转器做出旋转校正之后所获得的m个复数中间信号的Q分量进行积分，从而计算出由Q分量构成的相关值。
在本发明所述的逆扩频装置中使用了平滑相关器，利用第一和第二乘法器在复数基带信号与扩频码之间顺序进行相乘运算，m个复数中间信号是通过在将n个乘积值相乘以获取复数码元之前对k个乘积值进行积分而被产生的，而且频率偏移被相位旋转器提供给m个复数中间信号。其结果使得一个码元周期内的旋转得到了补偿，从而可获得大的扩频增益。因此，由于时序捕捉率随着扩频增益的增加而增大，并且相位误差在复数码元产生之前就已得到校正，所以就可使AFC的范围得到扩展。
根据本发明的第三个方面，提供了一种用于对复数基带信号进行逆扩频的逆扩频装置，该复数基带信号的一部分由I(同相信号)分量构成，其另一部分由Q(正交相位信号)分量构成，而且其各部分都对一个码元信号利用n码片的扩频码进行扩频，该逆扩频装置包括：
频率误差校正装置，用于记录待被输入的复数基带信号的码片数，并通过在复数平面上以一定参考旋转角分m级转动复数基带信号的相位，从而以逐步的方式来执行旋转校正，所述m级的每一级是滑过一参考旋转角，上述参考旋转角是通过每当码片的数目增加K段时将一圈的转角(2π)分成M个部分而获得的；
扩频码乘法器，用于将在频率误差校正装置进行旋转校正之后所获得的各复数基带信号与扩频码相乘；以及
两个累加器，通过对每个I分量或Q分量在一个码元周期之内对扩频码乘法器的乘积值执行累积相加，从而产生一由I分量构成的相关值以及一由Q分量构成的相关值。
在上述内容中有一个优选模式，在该优选模式中，频率误差校正装置由码片数目计数器、步数计数器以及相位旋转器构成，码片数目计数器的作用是对要被输入的复数基带信号的码片数目依次计数，并在每当段数增加K段时提供递增指令。步数计数器的作用是：根据码片数目计数器提供的递增指令，如果输出的步数不为M－1，则给步数加1，如果步数为M－1，则将步数返回至0。而相位旋转器的作用则是通过在分为m级(每级滑过上述参考旋转角)的相位旋转角之中以与步数计数器所提供的步数相对应的相位旋转角来旋转复数基带信号的相位，从而实现旋转校正。
在本发明所述的逆扩频装置中，由于相位旋转校正是在逆扩频处理之前被执行的，所以在其后阶段进行的逆扩频处理上就不需对常规的逆扩频处理进行修改，这样就可在相关器的构成上提供很高的自由度。另外，由于逆扩频装置只需要一个相位旋转器以及一个阶段以用于累加处理，因此它可以用一个简单的电路结构来实现。还有，由于旋转校正处理是在逆扩频处理之前进行的，所以可独立设置校正处理单元而与码元扩散速率无关。
根据本发明的第四个方面，提供了一种时序检测装置，此装置由上述的逆扩频装置以及峰值检测电路构成，该时序检测装置根据由逆扩频装置在逆扩频处理中获得的I分量和Q分量的相关值的大小来检测扩频时序。
在本发明所述的时序检测装置中，由于通过由上述逆扩频装置计算出来的相关值可以获得大的增益，所以时序捕捉率也可得到提高。
根据本发明的第五个方面，提供了一种信道估计装置，该装置由上述的逆扩频装置以及一旋转校正电路构成，其旋转校正电路能够检测包含在由扩频装置获得的复数码元之中的相位误差，并执行相位误差校正。
在本发明所述的信道估计装置中，由于复数码元是通过利用上述逆扩频装置而被产生的，所以在复数码元产生之前相位误差就可得到一定程度的校正。因此，即使相位误差很大，也可用AFC方法来校正此相位误差，进而使AFC的范围得到扩展。
根据本发明的第六个方面，提供了一种用于测量作为接收器的参考频率与发送器的参考频率之差的频率误差的方法，该方法包括以下步骤：
顺序移动由I(同相信号)分量构成的基带信号和由Q(正交相位信号)分量构成的基带信号，并在上述分别由I分量或Q分量构成并被移动的基带信号之间进行相乘；
对所获得的n个乘积值中的k个乘积值进行积分，并产生m个由I分量构成的中间信号(m=n／k)；
通过对含有m个由I分量构成的中间信号以及m个由Q分量构成的中间信号的m对复数中间信号按相位旋转角分M级对每对复数中间信号进行相位旋转，从而执行旋转校正，其中所述M级的每一级滑过参考旋转角；
通过对旋转校正完成之后所获得的m个复数中间信号的I分量和Q分量进行积分，以计算出I分量的相关值和Q分量的相关值；以及
根据上述I分量和Q分量的相关值计算出复数码元的功率值，并选择上述参考旋转角以使功率值变为最大，然后再根据上述选定的参考旋转角对上述频率误差进行检测。
根据本发明的第七个方面，提供了一种用于测量作为接收器的参考频率与发送器的参考频率之差的频率误差的方法，该方法包括以下步骤：
在一个由n段I分量构成的基带信号和另一个由n段Q分量构成的基带信号与n段扩频码之间进行相乘，并通过对每k个乘积值进行积分以将积分值用作一中间信号(m=n／k)，从而产生由上述I分量和Q分量构成的m个中间信号；
通过对含有m个由I分量构成的中间信号以及m个由Q分量构成的中间信号的m对复数中间信号按相位旋转角分M级对每对复数中间信号进行相位旋转，从而执行旋转校正，其中所述M级的每一级滑过参考旋转角；
通过对旋转校正完成之后所获得的m个复数中间信号的I分量和Q分量进行积分来计算出I分量的相关值和Q分量的相关值；以及
根据上述I分量和Q分量的相关值，计算出复数码元的功率值，并选择所述参考旋转角以使功率值变为最大，然后再根据上述选定的参考旋转角对上述频率误差进行检测。
根据本发明的第八个方面，提供了一种用于测量作为接收器的参考频率与发送器的参考频率之差的频率误差的方法，该方法包括以下步骤：
对输入的上述复数基带信号的码片数计数；
通过在复数平面上按相位旋转角分m级来转动上述复数基带信号的相位，所述m级的级滑过一参考旋转角，从而以分步的方式来执行旋转校正，上述参考旋转角是通过每当段数增加K段时将一圈的转角(2π)分成M个部分而获得的；
用上述频率误差校正装置将复数基带信号与在旋转校正完成之后所获得的扩频信号相乘；
通过对每个I分量或Q分量在码元周期之内以累积的方式对上述扩频码乘法器提供的乘积值执行相加，从而产生一由I分量构成的相关值以及一由Q分量构成的相关值；
根据上述I分量和Q分量的相关值计算出复数码元的功率值，并选择参考旋转角以使功率值变为最大，然后再根据上述选定的参考旋转角对上述频率误差进行检测。
根据本发明的第九个方面，提供了一种用于控制移动台的参考频率信号的频率的AFC(自动频率控制)方法，这样就可用上述频率误差测量方法来测量频率误差。
通过以下的文字说明并参考附图，本发明的上述及其它目的、优点和特征将变得更加清晰易懂。在附图中：
图1的示意框图显示了根据本发明第一实施例所述的逆扩频装置的结构；
图2显示了在分割数“m”为“4”的情况下第一实施例的逆扩频装置的误码率特性；
图3显示了在分割数“m”为8的情况下第一实施例的逆扩频装置的误码率(BER)特性；
图4显示了在分割数“m”为8的情况下第一实施例的逆扩频装置的BER特性；
图5显示了在分割数“m”分别为4、8和16的情况下第一实施例的逆扩频装置的BER特性；
图6显示了在分割数“m”为4的情况下第一实施例的逆扩频装置所获得的捕捉特性；
图7的示意框图显示了根据本发明第二实施例的逆扩频装置的结构；
图8显示了一个Golay相关器的结构实例；
图9的示意框图显示了根据本发明第三实施例的逆扩频装置的结构；
图10显示了在M为8的情况下待由图9所示相位旋转器执行的相位旋转的状态；
图11显示了载波频率中的频率偏移与使图9所示逆扩频装置的BER的数值为0．1所需的噪声强度值Eb／N0之间的关系；
图12的示意图显示了使用AFC的常规移动台的结构；
图13的示意框图显示了图12所示常规逆扩频装置的结构，该逆扩频装置是利用数字匹配滤波器来实现的；
图14的示意框图显示了图12所示常规逆扩频装置的结构，该逆扩频装置是利用平滑相关器来实现的；
图15显示了常规主信道的帧结构；
图16显示了常规导频码元的相位旋转；
图17显示了当在常规逆扩频装置中使用一定量的载波频率的频率偏移以作为参数时，时序捕捉率和能量与信号每一个比特的平均噪声功率谱密度(Eb／N0)之间的关系；
图18显示了当在常规扩频装置中使用一定量的载波频率的频率偏移以作为参数时，BER与信号每一个比特的Eb／N0之间的关系；
图19的示意框图显示了含有其它常规逆扩频装置的频率误差检测电路的结构。
以下将利用各个实施例并参考附图对实现本发明的最佳模式进行更为详细的说明。第一实施例
图1的示意框图显示了根据本发明第一实施例的逆扩频装置的结构。图1中与图13相同的参考序号代表了相应的部分。根据本实施例所述，图1的逆扩频装置被用作图12所示移动台中的逆扩频装置7和9。在对其的说明中作了如下假设，即，在该CDMA通信系统中，单个码元信号是通过利用n码片的扩频码进行扩频的。
如图1所示，本实施例的逆扩频装置主要由相关器10和20、相位旋转器31l至31m以及加法器41和42构成。字符“m”代表了一个用于将“n”除以k段的分割数，而且“n”、“m”和“k”之间的关系由公式“n=m×k”来表示。
另外，相关器10由m个加法器14l至14m、n个乘法器13l至13n以及OSR×(n－1)个延迟装置12l至12OSR(n－1)构成。相关器20由m个加法器24l至24m、n个乘法器23l至23n以及OSR×(n－1)个延迟装置22l至22OSR(n－1)构成。
加法器14l至14m可通过对乘法器13l至13n中的k个乘法器所提供的数值进行积分以产生一具有l／k码片率的中间信号。例如，加法器14l能够对乘法器13l至13k所输出的数值进行积分并将其输出。各加法器24l至24m也能对乘法器23l至23n中的k个乘法器所提供的数值进行积分。
当用一个具体数值来替代字符“n”、“m”和“k”时，例如，如果用数值256来替代字符“n”，即，如果一个码元被扩展成256个码片并且用于分割这256个码片的字符“m”的数目为4，则每个被分割单元的码片“k”的数目为64个码片。
各相位旋转器31l至31m用来在复数平面上分m级旋转相位旋转角δ，2δ，3δ，…，mδ(其中每一级滑过一个参考旋转角)来转动由加法器14l至14m所获得且具有l／k码片率的m个中间信号的各个相位并将其输出。各加法器41和42都是一有m个输入端的加法器，它们被用来对相位被相位旋转器31l至31m转动过的中间信号的I分量和Q分量进行积分，从而获取该复数码元的相关值。由于该复数码元的相位被相位旋转器31l至31m转动过，其结果使得频率偏移被以一种伪方式给出，所以由此获得的复数码元就变成了一个逆扩频复数码元。
通过将由相位旋转器31l至31m转动的中间信号的参考旋转角δ设定多种大小，就可改变待被赋予复数码元的频率偏移。然后，已被给出频率偏移的复数码元的功率值将得到计算，并且要根据使获取的功率值成为最大值的相位旋转角而给出的频率偏移就是最接近发送器与接收器之间的频率误差的频率偏移。
之后，相位旋转器31l至31m根据其上的复数码元的功率值已达到最大值的相位旋转角来执行中间信号的相位旋转。另外，由于没有必要使通过相位旋转器31l至31m所执行的相位旋转而给出的频率偏移的精度很高以使发送器和接收器两端的频率偏移相互完全一致，因此，只要频率偏移处于一个可允许信道估计装置5执行信道估计的范围之内，就可以用常规的AFC方法来校正频率偏移。
如果用来对单个码元信号的码片数“n”进行分割的数“m”被定得较大，虽然电路尺寸也会相应变大，但它却可以获得大的扩频增益，从而提高时序捕捉率并减小BER。因此，分割数“m”是一个在将所需性能和可允许的电路尺寸或类似东西考虑在内之后才被确定的数值。
根据第一实施例的移动台上的逆扩频装置的特性数据被显示在图2至6之中，这些数据是通过利用基站信号发生模拟器进行模拟而获得的，该模拟器能够产生出现在基站和移动台之间的频率偏移。这种模拟是在I分量和Q分量的每帧码元数分别为160(码元／帧)且载波频率为2GHz的条件下进行的。
图2显示了在三种情况下获得的BER特性，在第一种情况中，2GHz的载波频率所产生的5 ppm的频率偏移被利用第一实施例所述的逆扩频装置校正了－4 ppm。在第二种情况中，频率偏移未被校正。在作为比较的第三种情况中，只有1 ppm的频率偏移被产生且未被校正。BER是QPSK(正交相移键控)解调之后所获得的数据之中的误码率。
从图2可以明显看出，通过在出现5 ppm频率偏移的情况中进行校正，使BER特性得到了很大的提高。图2中说明，即使在5 ppm频率偏移的情况下，通过执行－4 ppm的校正，就可获得几乎与1 ppm频率偏移情况下相等的BER特性。
图3显示了在图2中所给出的相同条件下，当分割数“m”被增加至8时第一实施例的逆扩频装置的BER特性。从图3可以明显看出，即使在5 ppm频率偏移的情况下，通过执行－4 ppm的校正，就可获得几乎与1 ppm频率偏移情况下相等的BER特性。
图4显示了在图2中所给出的相同条件下，当分割数“m”被增加至16时第一实施例的逆扩频装置的BER特性。从图4也可明显看出，即使在5 ppm频率偏移的情况下，通过执行－4 ppm的校正，就可获得几乎与1 ppm频率偏移情况下相等的BER特性。
图5显示了在分割数分别为4，8和16的情况下BER与Eb／N0之间的关系。从图5中可明显看出，通过增加分割数“m”就可使BER得到提高。
图6显示了本实施例的逆扩频装置中在目标BER被设定为1．0×10－2的情况下，用于得到此目标BER所需的Eb／N0的变化。这个模拟是在分割数“m”为4的情况下被做出的。从图6可以说明，当校正未被做出时，如果频率偏移超过4 ppm，则获得目标BER所需的Eb／N0会快速增加。而当采取根据本实施例所述的校正措施之后，即使在频率误差较大且噪声较高的环境下也可实现正常的调制。其结果使得AFC的频率误差范围得到了扩展。
在常规技术中，在频率偏移为±4 ppm之内时都可执行AFC处理。而根据本实施例所述，AFC处理在频率偏移为±7 ppm之内时都是有效的。
在上述这个实施例中，本发明被应用于图12所示内置于时序检测装置4之中的逆扩频装置7以及内置于信道估计装置5之中的逆扩频装置9上。但是，本发明并不仅限于本实施例中的这些内容，也就是说，可被共同应用在逆扩频装置7和9上的本发明可只用在逆扩频装置7和9之一上。
另外，在被内置于信道估计装置5之内的逆扩频装置9中，由于需要在相位旋转之后通过信道估计进行相位误差检测以计算出原始复数码元，所以就需要有高精度的相位校正。但是，在被用来执行数据捕捉的逆扩频装置7中，所有必须要做的就是检测单个码元区域内相关值的大小，因此，与逆扩频装置9的情况相比，其相位校正的精度可以较低。第二实施例
在上述第一实施例中，本发明被应用于使用数字匹配滤波器的相关器中，而在第二实施例中，本发明则被应用于平滑型相关器之中。图7的示意框图显示了根据本发明第二实施例的逆扩频装置的结构。在图7中，与图14相同的参考序号代表了相同的结构。
根据第二实施例所述的逆扩频装置由相关器60和70、相位旋转器81、加法器91和101以及延迟装置92和102构成。在相关器60中，乘法器62将由I分量构成的基带信号11与扩频信号进行逐段相乘，然后再被一由加法器63和延迟装置64构成的积分器进行顺序积分。类似地，在相关器70中，乘法器72将由Q分量构成的基带信号21与扩频信号进行相乘，然后再被一由加法器73和延迟装置74构成的积分器进行顺序积分。
相位旋转器81被用于通过按参考旋转角δ在复数平面上滑过“m”级的方式顺序转动各对复数中间信号来执行旋转段正。对旋转校正之后所获得的复数中间信号来说，I分量所构成的中间信号被由加法器91和延迟装置92构成的积分器积分了“m”次，而Q分量所构成的中间信号则被由加法器101和延迟装置102构成的积分器积分了“m”次，其结果就得到了一个复数码元的相关值。由于所获得的复数码元的相位已被相位旋转器81转动，作为结果，一个频率偏移就通过一种伪方式而被给出，从而使所获得的复数码元变为一个逆扩频复数码元。
尽管图7所示的各延迟装置64、74、92和102中只安装了一个延迟装置，如果要在接收信号时进行过采样且过采样的速率由OSR来代表，则各延迟装置64、74、92和102需有以串联方式连接的OSR个延迟装置。
这样，当使用本实施例所述的逆扩频装置时，就可以获得与第一实施例所述逆扩频装置完全相同的效果。第三实施例
在根据第一实施例所述的逆扩频装置中，具有l／k码片率的中间信号在逆扩频操作的中间过程中从码片率信号内产生，而且校正处理是通过以逐步的方式进行相位旋转而执行的。因此，尽管它对频率偏移具有较高的校正能力，但第一实施例的逆扩频装置的结构毕竟有点复杂。也就是说，在第一实施例的逆扩频装置中，如图1所示，相位旋转器31l至31m需要有相同的分割数“m”。另外，在图1所示的逆扩频装置中，由于需对每个码元进行处理，所以对每个码元的扩频段的数目来说，旋转校正的单位被限制成为一个整数分之一。
在图7所示第二实施例的逆扩频装置中，由于旋转校正是在逆扩频处理的中间阶段被执行的，所以用于执行累积相加处理的积分器必须被安装在相位旋转器81之前和之后。结果就需要有两个阶段的累加处理，这也使得逆扩频装置的结构与第一实施例的情况一样复杂。如图7所示，由加法器63和73以及延迟装置64和74构成的积分器用于执行第一阶段的累加处理，而由加法器91和101以及延迟装置92和102构成的积分器则用于执行第二阶段的累加处理。另外，在根据第二实施例所述的逆扩频装置中，与第一实施例中的情况一样，对每个码元的扩频段的数目来说，旋转校正的单位也被限制成为一个整数分之一。
在上述第一和第二实施例中，本发明被应用在使用数字匹配滤波器或平滑相关器的逆扩频装置中，这两种相关器都允许对逆扩频进行分段处理。因而本发明就不能被应用在使用其它相关器的逆扩频装置中，因为这些相关器不允许通过分段逆扩频处理来进行相位校正。
例如，一种用于通过分段逆扩频处理来进行相位校正的方法就不能被应用在使用Golay相关器(如，GPP[第三代伙伴关系计划]TSGR1－99554)以作为相关器的逆扩频装置中。
图8显示了一个具有分层结构的Golay相关器的结构实例。在图8中，各延迟装置D1至D8都由一触发(F／F)存储器或类似器件构成，并且图中的W1至W8都是数值为1或－1的系数。
图8所示的Golay相关器，其结构使得逆扩频处理是通过从图8中的左侧输入一由I分量构成的基带信号11(或一由Q分量构成的基带信号21)并在上一级的Di(i=1到8)时钟的延迟值与下一级的通过与Wi相乘而获得的没有延迟的值之间重复多次加／减操作而得到完成的。
例如，如3GPP TS25·213 2·4·0所示，一个被256码片扩频信号扩频的信号表示如下：y=[a,a,a,a~,a~,a,a~,a~,a,a,a,a~,a,a~,a,a]]]>(公式1)：[D1，D2，D3，D4，D5，D6，D7，D8]=[128，64，16，32，8，1，4，2][W1，W2，W3，W4，W5，W6，W7，W8]=[1，－1，1，1，1，1，1，1]其中“a”(公式1)是一个由如下16比特构成的位串，而“a~]]>”则是通过对位串“a”进行反转而获得的一个位串。a=[0，0，0，0，0，0，1，1，0，1，0，1，0，1，1，0]a~=[1,1,1,1,1,1,0,0,1,0,1,0,1,0,0,1]]]>
对Golay相关器来说，尽管它可对由任一扩频码扩频的信号进行逆扩频，但如果使用一具有Golay相关器结构的相关器，则与使用匹配滤波器的情况相比，用于延迟的存储器的容量或加法器的电路尺寸可减小的更多。
如上所述，尽管Golay相关器的结构使得它适于一次只对一个码元信号进行逆扩频，但它却不能在当逆扩频处理被按照作为扩频率的公约数的分割数“m”分成多个部分的情况下执行逆扩频。因此，旋转校正就不能在逆扩频处理的中间过程中被完成。而本实施例的逆扩频装置则解决了上述第一和第二实施例中出现的问题。
如图9所示，根据本实施例的逆扩频装置由频率误差校正装置82、扩频码乘积装置86以及累加器87和88构成。其中，频率误差校正装置82由码片数目计数器83、步数计数器84以及相位旋转器85构成。
码片数目计数器83用于顺序记录由I分量构成的数字基带信号11和由Q分量构成的数字基带信号21的码片数目。每当码片数目增加K段时，码片数目计数器83会指示步数计数器84递增步数。
如果输出的步数不为M－1，则步数计数器84会根据码片数目计数器83所提供的递增指令而将步数加1，如果步数为M－1，则它会将步数返回至0而不是给其加1。
相位旋转器85能够分步对通过将一圈转角除以“2π”而分成M步所获得的参考旋转角执行旋转处理，并能通过将由I分量构成的基带信号11和由Q分量构成的基带信号21在复数平面上的相位转动一个转角以实现旋转校正处理，该转角是在预先设定的M级的相位旋转角之中且与步数计数器84的步数相对应的相位旋转角。
扩频码乘积装置86用于将由I分量构成的基带信号11和由Q分量构成的基带信号21与各扩频码相乘。上述两个基带信号都是通过利用相位旋转器85进行旋转校正之后获得的。
累加器87和88能够通过以累加的方式对从扩频码乘积装置86用于一个码元周期的各I和Q分量而获得的乘积值进行相加，从而产生I和Q分量之间的相关值。
接下来将参考附图对本实施例的逆扩频装置进行说明。
分别由I分量和Q分量构成的作为RF(射频)－解调数字信号的基带信号11和21被首先输入到频率误差校正装置82中。
步数被含有码片数目计数器83和步数计数器84的两个计数器每逢K个码片就在“0至(M－1)”之间递增或返回至“0”。通过对步数进行递减或将其返回至“0”，频率偏移就以与递增方向相反的方式得到校正。
相位旋转器85能够对分别由I和Q分量构成的基带信号11和12以与步数计数器84所提供的步数相对应的相位旋转角进行旋转校正处理。图10显示了在M为8的情况下待由图9所示相位旋转器85执行的相位旋转的状态，在此情况下，每步的相位旋转量为π／4。即，参考旋转角为π／4。
频率误差校正装置82的输出通过扩频码乘积装置86被输入至累加器87和88。在与扩频码相乘之后，由已进行旋转校正处理的I分量和Q分量所构成的基带信号将在一个码元周期内得到累加然后被解码以作为扩频之前的信息码元。
通过使用根据本实施例的逆扩频装置，即使当基站与移动台之间的参考振荡器中的频率偏移很大时，它也可以避免扩频增益的降低。例如，在符合W－CDMA 3GPP的PCCPCH(主公用控制物理信道)的情况下，如果2GHz的载波频率有4 ppm的频率偏移，在没有普通旋转校正的情况下，噪声特性会被降低4 dB。但是，通过应用本发明的内容，在适当频率校正的情况下，噪声特性的下降程度将降至0．3dB。
在上述第一和第二实施例的逆扩频装置中，由于旋转校正是在逆扩频处理的中间过程内被完成的，所以本发明只能被应用在可分散进行逆扩频处理的相关器(如匹配滤波器或平滑相关器)之中。但是，在第三实施例的逆扩频装置中，由于相位旋转校正是在逆扩频处理之前被执行的，所以在其后阶段进行的逆扩频处理上就不需对常规的逆扩频处理进行修改，这样就可在相关器的构成上提供很高的自由度。因此，就可使用具有图8所示分层结构的Golay相关器以作为它的相关器。
另外，和需要有与分割数“m”的数目相同的相位旋转器的第一实施例不同，由于在第三实施例中只需要一个相位旋转器，所以就可用一个简单的电路结构来实现它。还有，与需要进行第二阶段累加处理的第二实施例不同，由于在第三实施例中只需要一个阶段以用于执行累加处理，所以可用一个更为简单的电路结构来实现它。
在上述第一和第二实施例所述的逆扩频装置中，由于旋转处理是在逆扩频处理的中间过程内被完成的，所以必须对每个码元进行处理，而且旋转校正的单位被限制成一个整数分之一以用于每个码元的扩频码片数。但是，在第三实施例所述的逆扩频装置中，由于由于相位旋转校正是在逆扩频处理之前被执行的，所以可以独立设定码元扩频率的校正处理单元。
如果一圈内的旋转级被设置成如图10所示的8阶，则所需的相位旋转角可被限制成π／4、π／2、π及它们之和。需要进行的旋转处理只是对“π”的代码反相、对I和Q分量的替换以及对代码反相的计算。具体来说，尽管需要有使用sinπ／4(=21／2／2)的相乘以用于π／4角，但我们发现即使做出sin3π／4=3／4的近似时，性能也不会降低。此8阶相位旋转器可用含有移位寄存器、加法器和选择器的电路结构来实现。图11显示了在存在频率误差的环境下对使BER的数值为0．1所需的噪声强度Eb／N0的模拟结果，PCCPCH通过做出sin3π／4=3／4的近似而得到解调。图11中显示的数值“K”代表了在相位旋转被执行时停留在各步骤上的码片数，如果该数值越小，则频率偏移可得到更多的校正。例如，在频率偏移为3 ppm的环境下，如果数值K=85，则与没有旋转校正的情况相比，其噪声容限可增强约2 dB。
如上所述，在根据本发明所述的逆扩频装置中，由于即使在大频率偏移的环境下时序检测和信道估计也可得到执行，而且它也不会给电路尺寸和功耗造成大的增加，所以AFC的范围将得到扩展。
很明显，本发明并不受上述各实施例的限制，任何对本发明的修改和变换都不会脱离本发明的范围和精神。
最后，本发明日本专利申请Heill－177098(1999年6月23日申请)以及Heill－313900(1999年11月04日申请)的优先权，并将它们分别引入以作为参考。