局部并行格栅解码器装置和方法 本发明涉及使用最大似然序列估算(MLSE)，或格栅(trellis)，解码器在公用衰落信道条件下对接收的数字信号解码的方法和装置。
维特比算法是可用来从经通信信道接收的信号估算发射的数字序列的熟知型的MLSE解码方法。使用由维特比解码器解码的初始数据(培训码元)(training symbols)构成此后用来对接收信号的主体解码的初始信道估算。由于采用接收信号构成格栅，格栅中从时间t=(n-1)T到连续时间t=nT的每个状态转移的状态转移量度或是根据诸如最小均方误差标准之类的标准被视为无效而放弃，或是用来为进一步的状态转移计算来修改信道估算。在接收信号结束时，反向跟踪该格栅以获得估算的发射数字序列。
如果因通信信道条件地改变或其它原因而造成最初或以后解码处理部分期间的信道估算不准确，对接收的数字信号主体的解码可能导致累积的错误。初始信道估算中的误差可造成维特比解码器在不适合跟踪动态通信信道状况的方向修改信道估算器。另外，动态信道估算中任何以后发生的误差可造成与实际的动态通信信道状况的重现不可恢复的偏离。
上述常规维特比解码器的一种改进是针对格栅解码器中的每个状态使用分开和独立的信道估算，而不是对整个维特比解码器进行一个唯一的信道估算。随着在维特比解码处理期间通过该格栅，从时间t=(n-1)T到时间t=nT计算每个状态的信道估算。当接收的数字信号结束时，通过反向跟踪整个格栅，用最佳累积信道估算确定估算的发射数字序列。因此，可在多个方向修改初始信道估算，减少了不准确的初始信道估算将导致进一步累积更差的信道估算的机会。1995年7月11日授予Polydoros等人的美国专利No.5，432，821提出了这种全并行维特比方案，并将其与常规维特比解码器对比。
由于全并行维特比处理为每个状态生成通信信道的独立估算，并且每个信道估算在每个状态转移期间需要更新和跟踪，全并行维特比处理大大增加了对接收信号解码所需的计算功率。因此，与常规维特比解码相比，需要改进的对接收信号的MLSE解码，但与全并行维特比处理相比应减少计算的复杂性。
图1表示四个时间周期的范围中四状态格栅解码器的状态转移矩阵。
图2表示四个时间周期的范围中衰落信道期间的四状态格栅解码器的典型状态转移路径。
图3表示根据无线电话中实施的优选实施例的局部并行格栅解码器。
图1表示四状态最大似然序列估算(MLSE)格栅解码器，例如四状态维特比解码器在四个时间周期T的范围中的状态转移矩阵100。在矩阵100中，t=(n-2)T时的四个状态s1、s2、s3、s4中的每一个具有到t=(n-1)T时的四个状态s1、s2、s3、s4中的每一个的路径。同样，t=(n-1)T时的四个状态中的每一个具有到t=nT时的四个状态s1、s2、s3、s4中的每一个的路径，t=nT时的四个状态中的每一个具有到t=(n+1)T时的四个状态s1、s2、s3、s4中的每一个的路径，t=(n+1)T时的四个状态中的每一个具有到t=(n+2)T时的四个状态s1、s2、s3、s4中的每一个的路径。应注意整个状态转移矩阵的复杂性。
当使用该状态转移矩阵时，利用从一个状态到一个相继状态的每个路径的状态转移量度加权来构成格栅。在接收信号结束时，当格栅结束时，解码器贯穿该格栅反向跟踪并选择通过格栅的具有最佳累积状态转移量度的路径。该选择路径中的状态为发射序列提供最大似然序列估算。
图2表示四个时间周期T的范围中在衰落信道期间四状态格栅解码器的典型状态转移路径200。在衰落通信信道中，大部分解码误差以组出现在衰落期间。由于这种情况，格栅解码器中从一个时间周期到一个相继时间周期间的大部分路径从一个单个状态产生；利用最小均方误差标准或另一种排除方法通过完全残存(per-survival)处理排除其它三种状态。t=(n-2)T时，仅有一个状态s3具有到t=(n-1)T时的四个状态中每一个的可行路径。t=(n-1)T时，两个状态具有到t=nT时的状态的可行路径；t=(n-1)T时的状态s2具有到t=nT时的状态s2的单个路径，t=(n-1)T时的状态s4具有到t=nT时的三个状态s1、s3、s4的路径。t=nT时，仅有一个状态s4具有到t=(n+1)T时的四个状态中的每一个的可行路径，t=(n+1)T时，仅有一个状态s1具有到t=(n+2)T时的四个状态中的每一个的可行路径。
传输路径200表示在所示的其它时间不出现深度衰落的时间t=(n-1)T与时间t=nT之间通信信道中的衰落。在无衰落的条件下，经常仅有一个状态具有延续到相继状态的可行路径。然而，在衰落期间，经常有多于一个状态具有延续到相继的时间周期中的状态的可行路径。在大多数情况下，在衰落和未衰落两种情况下，少于所有四种状态s1、s2、s3、s4具有延续到相继时间周期中的状态的路径。
取代为整个解码器使用单个信道估算器或为解码器的每个状态使用单独的信道估算器，局部并行格栅解码器使用涉及多个信道估算器，但对每个状态使用少于一个独立信道估算器的方案，对于每个附加信道估算器，来自具有按前一个时间周期期间计算的最佳状态量度的状态的状态信息组被用来更新主信道估算器，来自具有按前一个时间周期期间计算的第二好的状态量度的状态的状态信息组被用来更新第一辅助信道估算器，来自具有按前一个时间周期期间计算的第三好的状态量度的状态的状态信息组被用来更新第二辅助信道估算器，等等。状态信息组具有关于定义目前经过整个格栅的转移所需的状态的数据，状态量度是可用于确定最终对应于最可能的发射序列的最可能的状态的任何量度。状态量度可包括状态转移量度，瞬时码元误差，或其它算法。
一旦用状态信息组更新信道估算器，更新的信道估算器处理该状态信息组以计算可能的发射码元和其相关联的状态量度。由于信道估算器的数量比状态少，使用主信道估算器处理任何未指定的状态，但不更新主信道估算器。局部并行格栅解码器比常规维特比解码器执行得更好，并且比全并行维特比处理使用更少的计算功率。
图3表示无线电话300中实施的优选实施例的方框图。该优选实施例使用具有用于完全残存处理的最小均方误差标准的四状态维特比解码器370。然而，可根据应用来使用具有不同状态数量的其它类型的MLSE解码器代替四状态维特比解码器370。无线电话300具有耦合到数字处理器305的话筒301或其它输入设备，该数字处理器305处理从话筒301接收的音频信号。将处理后的信号送到用于编码和调制的发射机307和双工器309，以便经天线310在通信信道上传输。
双工器309处理经天线310从通信信道接收的编码调制信号并送到接收机320。在接收机320中，射频前端330将接收的编码信号解调成基带频率。然后将基带信号送到数字解码器340。数字解码器340包括模拟数字转换器350，该模拟数字转换器把接收的数字编码信号送到具有实施优选实施例的均衡器的解码器360。
在具有均衡器的局部并行格栅解码器360中，将接收的数字编码信号送到主自适应信道估算器377，辅助自适应信道估算器379，和四状态维特比解码器370。如果希望，可使用培训序列初始化一个或多个自适应信道估算器。该培训不是对接收信号解码所必需的，但它在特定条件下可提高精度。到自适应信道估算器377、379的培训输入端376接收已知的培训序列，并表明何时将表示已知培训序列的接收数字信号从模拟数字转换器350送到信道估算器377、379。由于从模拟数字转换器350接收的数字序列是已知的，可在自适应信道估算器377、379内建立通信信道的精确初始估算。这为信道估算的后续适用提供了起始点。
当对信号的主体解码时，维特比解码器370处理从模拟数字转换器350接收的数字信号以便开始格栅。四状态维特比解码器370计算从t=(n-1)T时的四个过去状态到t=nT时的四个当前状态的路径。这些路径包括状态信息组和状态量度。多路复用器378把由多路复用器输入端371接收的状态信息组从维特比解码器370传送到适当的自适应信道估算器377、379。把来自具有最佳状态量度的状态的状态信息组经多路复用器输出端372送到主自适应信道估算器377。把来自具有次最佳状态量度的状态的状态信息组经另一个多路复用器输出端375送到辅助自适应信道估算器379。
主自适应信道估算器377使用从维特比解码器370接收的t=nT时的数字信号和接收的t=(n-1)T时的第一状态信息组来更新目前的信道估算，并生成主更新信道估算。此后，自适应信道估算器377使用主更新信道估算处理第一状态信息组，以便计算可能的发射码元和其相关联的状态量度。同样，辅助自适应信道估算器379使用从维特比解码器370接收的t=nT时的数字信号和由具有t=(n-1)T时的次最佳状态量度的状态提供的第二状态信息组来更新目前的信道估算，然后使用辅助更新信道估算来处理第二状态信息组，以便计算可能的发射码元和其相关联的状态转移量度。
经多路复用器输出端373、374发送剩下的两个具有第三和第四好的状态量度的状态，并通过主自适应信道估算器377处理，但不更新该自适应信道估算器377。在优选实施例中，自适应信道估算器377、379包括滤除更新的信道估算的可选的信道预测器387、389，以便随其在时间范围中的改变提供该通信信道更平滑的估算。局部并行格栅解码器不需要信道预测器387、389；然而，在许多系统中，信道预测器387、389将改善结果。
把来自自适应信道估算器377、379的可能的发射码元和其相关联的状态量度送到四状态维特比解码器370以便帮助构成格栅。当维特比解码器370已完成格栅的构成时，它对整个格栅进行反向跟踪以便找到具有最佳累积状态量度的路径。具有最佳累积状态量度的路径是最大似然序列估算，也被称为估算的发射数字序列。该估算的发射数字序列被传送到用于最终处理的数字处理器305并经音频扬声器395或其它输出设备最终输出。
因此，对于四状态维特比解码器370，使用少于四个自适应信道估算器对接收的数字编码信号解码。本领域的技术人员可很容易地采用对优选实施例的改进。例如，局部并行四状态维特比解码器可使用一个以上的辅助自适应信道估算器来代替图3所示的单个辅助自适应信道估算器。在这种变化中，来自具有最佳状态量度的状态的状态信息组更新并由主自适应信道估算器处理，来自具有第二好的状态量度的状态的状态信息组更新并由第一辅助自适应信道估算器处理，来自具有第三好的状态量度的状态的状态信息组更新并由第二辅助自适应信道估算器处理，来自具有第四好的，或最差状态量度的状态的状态信息组仅由主自适应信道估算器处理。
在另一个替换实施例中，在无衰落周期期间减少辅助自适应信道估算器的数量。例如，如果在一个周期期间的信噪比是可接受的，则可停用一个或多个辅助自适应信道均衡器，并由此降低该周期期间的处理要求。如果出现衰落并且信噪比降低到特定阈值以下，则可重新启用一个或多个辅助自适应信道均衡器以补偿恶化的信道状况。
在通信信道在主自适应信道解码器不准确地跟踪的方向衰落的情况下，辅助自适应信道估算器为具有均衡器的解码器提供恢复机制。维特比解码器中每个状态少于一个自适应信道估算器提供了具有均衡器的减小复杂性的局部并行解码器。
因此，局部并行格栅解码器提供比传统维特比解码器更准确的解码器，但比全并行维特比处理的计算强度小。虽然上面描述了局部并行格栅解码器的具体部件和功能，本领域技术人员在本发明的真实精神和范围内可采用更少或更多的功能。本发明仅由所附权利要求书限定。