带有功率因数校正电路的三相整流器 本发明涉及一种三相整流电路功率因数校正方法及其电路，特别是单开关三相功率因数校正方法及其电路。
三相整流电路的功率因数问题近年来一直是电力电子领域的热点。随着世界各国对用电设备输入电流谐波的相应规范／标准的出台和强制实行，三相功率因数校正必将成为电源产业关注的焦点。最简单的三相功率因数校正电路(PFC)可以采用L、C元件直接实现。这种方法一定情况下可以使功率因数得到较大提高，可达0．92以上，但当输出功率大于2KW时，输入电流谐波不能满足IECl000-3-2 CLASS A的标准。
现在中小功率设备流行的三相功率因数校正主电路拓扑是单开关电路(称为三相单开关DCM Boost整流器)。如图9，由输入电感La、Lb、Lc、三相二极管整流桥和一个电子开关S组成，通过定频定占空比的脉冲信号来控制开关的开合，进而实现功率因数的校正。图中，Z1、Z2、R3、R4构成电压环补偿器，其中Vref为参考电压，Vf为反馈电压，其输出为电压误差放大信号Ve。这种电路结构简单，成本较低，得到广泛关注。但它“等脉宽”地特点决定了其输入电流五次谐波较大。如输入线电压为380V，输出电压为800V时，则当输出功率大于5KW时，五次谐波将超过IECl000-3-2 CLASS A的标准。随着输入电压升高或输出电压降低，谐波将进一步恶化。
为既能保持这种PFC电路结构简单的优点，又能达到IEC-1000-3-2 A级谐波标准，最佳的途径就是修改控制策略，调制占空比函数。近几年，已有一些改进的控制方案相继提出，它们是CCM／DCM(CCM为连续电流模式，DCM为不连续电流模式)边界控制、6次谐波注入控制(如图13所示，其中代表乘法器，代表加法器)、6n次谐波注入控制(如图12，其中Zfl、Zf2为阻抗)等。采用这些改进的控制策略后，能大大减小5次、7次等谐波含量，从而保证了在主电路结构不变的情况下，增加满足IEC-1000-3-2标准的最大输入功率。尽管这些控制策略都能有效地实现电流谐波含量的减小，但各有缺点。其中CCM／DCM边界控制是一种变频控制方案，它的大范围开关频率变化使得输入EMI(电磁干扰)滤波器的设计较为困难；6次谐波注入法需要复杂的谐波信号产生和注入等控制电路；6n次谐波注入法虽然有了较大改进，但其取样电路的实现仍然较为复杂。
本发明的目的就是为了解决以上问题，提供一种带有功率因数校正电路的三相整流器，以改善输入电流谐波，使之在较大功率的应用场合，仍能满足IEC-1000-3-2标准。
本发明实现上述目的的方案是：一种带有功率因数校正电路的三相整流器，其输入端为三相交流电源，输出端为直流电，包括三相输入端Va、Vb、Vc、输入电感La、Lb、Lc和三相整流电路，在整流电路的输出端两端跨接一个电子开关S，该电子开关S的控制端和一个脉宽调制电路PWM的输出端相连，该脉宽调制电路PWM的正相输入端接电压环补偿器，反相输入端与外部输入三角波信号相连；其特征是：在整流器的直流侧接有电流采样电路，所述电流采样电路的输出端与电压环补偿器的输出端相迭加后接于脉宽调制电路PWM的正相输入端，或与外部三角波信号迭加后接于脉宽调制电路PWM的反相输入端。
根据需要，也可以在所述电流采样电路的输出端接信号变换电路，信号变换电路的输出端接加权电路，通过加权电路与电压环补偿器的输出加权迭加后接于脉宽调制电路PWM的正相输入端，或通过加权电路与外部三角波信号加权迭加后接于脉宽调制电路PWM的反相输入端。
其中，所述采样电路输入端串接于电子开关上，也可串接于整流电路的直流母线上。
由于采用了以上的方案，采样电路在整流器的直流侧，避开了前述6次谐波注入法所需要的复杂谐波信号产生和注入等控制电路，其取样电路的实现也比6n次谐波注入法简单许多。但另一方面，理论和实验都可以证实，本方案可以达到与6n次谐波法相同的效果，更比6次谐波注入法取得的效果要好。
图1-4是本发明实施例一至实施例四的原理图。
图5a-5d是本发明实施例一的四种具体电路示意图。
图6a-6b是本发明实施例二的二种具体电路示意图。
图7a-7d是本发明实施例三的四种具体电路示意图。
图8a-8b是本发明实施例四的二种具体电路示意图。
图9是传统三相单开关DCM整流器示意图。
图10是单个开关周期三相输入电流波形。
图11是恒流恒占空比控制时的归一化的相电流波形与M的关系示意图。
图12是现有技术中6n次谐波注入法三相DCM Boost整流器。
图13是现有技术中6次谐波注入法三相DCM Boost整流器。
图14是三相输入电压的六脉波头信号。
图15是一个周期内占空比调制分量波形。
图16是峰值电流注入型控制法在M=1．5时的归一化平均相电流波形。
图17是实现最小输入电流失真度的调制系数m与电压增益之间的关系曲线。
下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。本发明的基本原理是通过检测三相单开关DCM Boost整流器直流侧的峰值电流信号，直接或间接地在电压环补偿器后面调制主开关的占空比，以实现高质量的输入电流波形，提高满足IEC 1000-3-2A级谐波标准的输入功率范围。发明的电路结构与传统的峰值电流型控制技术相类似，故在这里叫做峰值电流注入控制方案。实际中可有多种实现方式。下面列出几种实施例，先简单介绍每种的特点，再选择图5b的结构进行原理分析。
各图中，所示带有功率因数校正电路的三相整流器的共同点如下：其输入端为三相交流电源，输出端为直流电，包括三相输入端Va、Vb、Vc、输入电感La、Lb、Lc和三相整流电路，在整流电路的输出端两端跨接一个电子开关S，该电子开关S的控制端(也称驱动输入端，它与驱动信号drv相连)和一个脉宽调制电路PWM的输出端相连，该脉宽调制电路PWM的正相输入端接电压环补偿器4的输出端，反相输入端与外部输入三角波信号相连；其特征是：在整流器的直流侧接有电流采样电路1，所述电流采样电路1的输出端与电压环补偿器4的输出端相迭加后接于脉宽调制电路PWM的正相输入端，或与外部三角波信号迭加后接于脉宽调制电路PWM的反相输入端。
根据需要，在所述电流采样电路1的输出端可接信号变换电路2，信号变换电路2的输出端接加权电路3，通过加权电路3与电压环补偿器4的输出加权迭加后接于脉宽调制电路PWM的正相输入端，或通过加权电路3与外部三角波信号加权迭加后接于脉宽调制电路PWM的反相输入端。在下述各例中，对此共同点部分不再重述。
实施例一、图1是将Boost整流器主开关的检测电流，经信号变换电路处理，与电压环输出迭加，再与外部三角波比较，产生一个调制的占空比信号。通过改变信号变换电路的形式和加权系数，可以改善三相单开关DCM Boost PFC的输入电流波形，实现低谐波含量。其接法是：所述采样电路1输入端串接于电子开关上，其输出端直接与电压环补偿器4的输出相迭加后接于脉宽调制电路PWM的正相输入端(此时不用信号变换电路)，或经信号变换电路2并经加权电路3与电压环补偿器4的输出加权迭加后接于脉宽调制电路PWM的正相输入端。
图5a、5b、5c、5d是实施例一的四种具体实现，其中图5a是采用电流互感器检测开关电流，再将其与电压环的输出相迭加，然后与三角波比较产生所需的开关占空比，来达到要求的输入相电流波形。因主电路的电感工作于DCM模式，故可省去电流取样电路副边的二极管，如图中的虚线所示。图5b则是采用电阻检测开关电流，其实现更加简单，但检测损耗相对较大。图5C和5d是将检测后的开关电流信号在开关导通间隔内积分，产生一个另外的波形注入信号去调制开关的工作占空比。
其具体接法分别如下：图5a中，所述电流采样电路1包括电流互感器T、电阻Rs1，电阻Rs1与电流互感器T副边并联，电流互感器T副边的负端接地，正端为信号输出端，接加权电路(3)。图中电阻R1和R2就构成加权电路，调节其阻值就起到调节权重的目的。(以下各图中，R1、R2虽然接的位置有所不同，但此二电阻均为加权电路的组成部分，不再重述。)
图5b中，所述电流采样电路1包括一个电阻Rs2，电阻Rs2一端接整流电路直流侧母线并接地，另一端接电子开关S并做为信号输出端，接加权电路3。
图5c中，所述电流采样电路1包括电流互感器T、电阻Rs3，电阻Rs3与电流互感器T副边并联，电流互感器T副边的正端接地，负端为信号输出端，经积分电路5c后接电阻R2，所述积分电路5c就构成信号变换电路2。其中积分电路5c的驱动信号是由开关S的驱动信号drv经反相后形成的(图中标注同为drv的两个接线端是连在一起的，下同)。
图5d中，所述电流采样电路1包括一个电阻Rs4，电阻Rs4一端接整流电路直流侧母线并接地，另一端接电子开关S并做为信号输出端，该输出端接积分电路5d和反相器5d’，所述积分电路5d和反相器5d’就构成信号变换电路2。
实施例二、图2是将图1实施例中检测的电流信号改成整流桥直流侧的母线电流。其连接方式是：所述采样电路1输入端串接于整流电路的直流母线上，其输出端直接与电压环补偿器4的输出相迭加后接于脉宽调制电路PWM的正相输入端，或经信号变换电路2并经加权电路3与电压环补偿器4的输出加权迭加后接于脉宽调制电路PWM的正相输入端。
图6a、6b是实施例二的两种具体实现，它们是将注入的电流信号转换成整流桥直流侧的母线电流，同样有电流互感器和电阻两种取样方式。当采用电阻取样时，因电流极性原因，需外接一个反相放大器。
图6a中，所述电流采样电路1包括电流互感器T、电阻Rs5，电阻Rs5与电流互感器T副边并联，电流互感器T副边正端为信号输出端，接加权电路3。
图6b中，所述电流采样电路1包括一个电阻Rs6，电阻Rs6两端串接于整流电路直流侧母线，并接到反相器6b＇的两端，所述反相器6b＇就构成信号变换电路2。
实施例三、图3是将检测的开关电流信号，经信号变换电路处理，与外部三角波信号相迭加后接于脉宽调制电路PWM的反相输入端，与电压环输出比较，产生一个调制的占空比信号，以改善三相单开关DCMBoostPFC的输入电流波形，实现低谐波含量。其电路连接如下：所述采样电路1输入端串接于电子开关上，其输出端直接与外部三角波信号相迭加后接于脉宽调制电路PWM的反相输入端，或经变换电路2并经加权电路3与外部三角波信号加权迭加后接于脉宽调制电路PWM的反相输入端。
图7a、7b、7c、7d是实施例三的四种具体实现。其电路连接分别如下：图7a中，所述电流采样电路1包括电流互感器T、电阻Rs7，电阻Rs7与电流互感器T副边并联，电流互感器T副边的正端接地，负端为信号输出端，接加权电路3。
图7b中，所述电流采样电路1包括一个电阻Rs8，电阻Rs8一端接整流电路直流侧母线，另一端接电子开关S并做为信号输出端，该输出端接到反相器7b＇的输入端，所述反相器7b＇就构成信号变换电路2。
图7c中，所述电流采样电路1包括电流互感器T、电阻Rs9，电阻Rs9与电流互感器T副边并联，电流互感器T副边的负端接地，正端为信号输出端，经积分电路7c后接电阻R2，所述积分电路7c就构成信号变换电路2。
图7d中，所述电流采样电路1包括一个电阻Rs10，电阻Rs10一端接整流电路直流侧母线，另一端接电子开关S并做为信号输出端，该输出端接积分电路7d，所述积分电路7d构成信号变换电路2。
实施例四、图4是将图3实施例中检测的电流信号改成整流桥直流侧的母线电流。其电路为：所述采样电路1输入端串接于整流电路的直流母线上，其输出端直接与外部三角波信号相迭加后接于脉宽调制电路PWM的反相输入端，或经变换电路2并经加权电路3与外部三角波信号加权迭加后接于脉宽调制电路PWM的反相输入端。
图8a、8b是实施例四的两种具体实现，它们的结构则是将检测的电流信号先反相再与外部三角波迭加后接于脉宽调制电路PWM的反相输入端。其原理与图5、图6所对应的结构相同，仅在实现上有所不同。电路连接方式分别如下：
图8a中，所述电流采样电路1包括电流互感器T、电阻Rs11，电阻R11与电流互感器T副边并联，电流互感器T副边负端为信号输出端，接加权电路3。
图8b中，所述电流采样电路1包括一个电阻Rs12，电阻Rs12两端串接于整流电路直流侧母线，其远离整流电路的一端接地，靠近整流电路的一端为信号输出端，接加权电路3。
下面以图5b为例，进行简单的分析。
对于传统单开关三相DCM整流器(如图9)，图10是其三个电感La、Lb、Lc在一个开关周期内的典型波形(图中t代表时间，i代表电流)，图11是其输入平均电流在[0，π]区间随M变化的归一化电流波形(图中wt为相位)。从图中可知，M越大，波形就越接近正弦，也即各阶谐波电流和失真度(THD)越小。但因受器件的电压应力限制，目前最大的M值可选至1．4，即图中的波形③，显然，它的5次谐波含量很大，经付氏级数展开可知，这组波形能满足IEC-1000-3-2A类谐波标准的最大输入功率约为5KW。引起5次谐波含量不能满足要求的主要原因是固定占空比控制，如果能用其他方法，在电网周期内调制开关的工作占空比，使之在相电压波形的峰值点附近增加开关的占空比，而在60和120°附近减小开关的占空比，便能改善图11中电流的形状，变得更接近正弦。本发明正是这一方案的具体实现。
以图5b所示方案为例，因三个电感La、Lb、Lc的电流为DCM，保证了开关电流的峰值与该时间内的最大绝对值相电压Vd成正比，Vd的波形如图14所示。若将开关电流信号经电阻Rs2取样，并与误差放大的输出Ve加权迭加，便可产生实际的开关工作占空比，其值为
D=D0[1+m·d(t)]其中D0为开关在网频周期内的平均占空比，m为调制系数，d(t)为归一化的占空比调制函数。如图15，这种控制方案实际上是等效于6n次谐波注入法，其调制系数m与采样电阻Rs2和输入最大绝对值相电压Vd有关，而开关工作占空比D又与调制系数m有关，因此，改变调制系数m的大小，可以改善交流输入电流的波形，从而减小各阶谐波电流的含量。可以证明，只要调节m，便可大大减小5次谐波电流，使总的输入电流失真度减小，或者通过调节m，增加满足IEC1000-3-2A级谐波标准的输入功率。图16是峰值电流注入型控制方案在M=1．5时的归一化输入平均电流波形的理论计算值。图17是实现最小输入电流THD的调制系数m与电压增益M之间的曲线的理论计算值。