附图简述
图1表示本发明第1实施例的弹性表面波滤波器装置的电路构造的图。
图2表示一般的弹性表面波谐振子的等价电路。
图3表示图2所示的弹性表面波谐振子的电感特性。
图4表示在弹性表面波谐振子上串联连接电感的构造的等价电路。
图5是表示图4所示的等价电路的电感特性。
图6表示在一个并联支路谐振子上串联连接电感的电路构造的传输特性。
图7表示具有图6所示的传输特性的电路构造。
图8表示从属连接二个并联支路谐振子并且在各并联支路谐振子上串联连接
电感的电路。
图9表示图8电路构造的传输特性。
图10是表示在图8的电路构造中使得并联支路谐振子P1、P2的静电电容的
比例不同时传输特性的变化。
图11表示在图8所示的电路构造中使得并联支路P1、P2的电容为1∶3并且
改变连接在并联支路谐振子P2上电感的值时传输特性的变化。
图12表示静电电容不同的一端子对弹性表面波谐振子的电感特性。
图13表示对于图12所示的静电电容大的弹性表面波谐振子使得频率降低
10MHz时的电感特性与图12所示的静电电容小的弹性表面波谐振子的电感特性。
图14是第1实施例的弹性表面波滤波器装置的概要平面图。
图15是表示在第1实施例中改变电容比Cp2/Cp1时的滤波特性的带通低频侧
的陡峭性变化。
图16是表示相当于以往例的Cp2/Cp1＝2时的弹性表面波滤波器装置的传输
特性与第1实施例(Cp2/Cp1＝5)的弹性表面波滤波器装置的传输特性。
图17是表示将图16所示的传输特性覆盖到更广的频率范围的图。
图18是表示在第1实施例的弹性表面波滤波器装置中使得Cp2/Cp1＝5并且
改变连接在第2并联支路谐振子上的电感的值时的传输特性。
图19表示在第1实施例中电容比Cp2/Cp1与频带宽度的关系。
图20表示第2实施例的弹性表面波滤波器装置的电路构造。
图21表示第2实施例的弹性表面波滤波器装置的概要平面图。
图22是表示在第2实施例中电容比Cp2/Cp1与陡峭性的关系。
图23是表示第2实施例(Cp2/Cp1＝5)的弹性表面波滤波器装置以及以往示例
(Cp2/Cp1＝2)的各弹性表面波滤波器装置的特性。
图24表示在第2实施例的表面波滤波器装置中改变连接在第2并联支路谐振
子上的电感的值时传输特性的变化。
图25表示第3实施例中的容量比Cp2/Cp1与滤波特性的陡峭性的关系。
图26表示第3实施例(Cp2/Cp1＝5)的弹性表面波滤波器装置以及用于进行比
较的以往例(Cp2/Cp1＝2)的弹性表面波滤波器装置的传输特性。
图27表示改变连接第2并联支路谐振子上的电感的大小时的传输特性的变
化。
图28是用于说明具备本发明的弹性表面波滤波器装置的通信设备的概要框
图。
图29是用于说明以往的弹性表面波滤波器装置的电路构造的电路图。
图30是用于说明以往的弹性表面波滤波器装置的电路构造的其他示例的电路
图。
图31表示图30所示的弹性表面波滤波器装置的传输特性。
图32用于说明在以往弹性表面波滤波器装置的频率特性中滤波特性的陡峭
性。
符号说明
100A 输入端
100B 输出端
101 组件
101a～101f 电极焊区
111a、111b 串联支路谐振子
112a、112c 第1并联支路谐振子
112b 第2并联支路谐振子
113a～113c 电感
113A～113C 焊线
200 弹性表面波滤波器装置
200A 输入端
200B 输出端
201 组件
201a～201f 电极焊区
211a、211b 串联支路谐振子
212a 第1并联支路谐振子
212b 第2并联支路谐振子
213a、213b、231b2 电感
213A、231B1、213B2 焊线
A、B连接点
最佳实施形态
本发明是为了解决上述特开平11-55067号公报中所记载的弹性表面波滤波
器中的问题点。根据以往技术的构造虽然提高了比带通更低频率区域中衰减量，而
如上所述相反地比带通更高频率区域的衰减量发生恶化，对于该原因进行了研究。
阶梯型弹性表面波滤波器的衰减量当在并联支路谐振子中不包含电感成分时
由串联支路谐振子的容量Cs与并联支路谐振子的容量Cp的比决定。然而，一般地，
构成弹性表面波滤波器时，组件的电极焊区与弹性表面波元件的端子多数采用焊线
进行电气连接。由于焊线作为电感成分发挥作用，在并联支路谐振子上自然地连接
电感成分。又，组件内的包围电极等也构成电感成分。因此，与并联支路谐振子串
联连接的这些电感成分只能对频带外的衰减量产生较大影响。
在比带通更低的低频区域中，虽然这些电感成分的影响较小，而在比带通更
高的高频区域中这些电感成分的影响变得显著。
图2表示1端对型SAW谐振子的等价电路，图3表示它的电感特性。又，图4
表示与弹性表面波谐振子串联连接电感L2的构造的等价电路，图5表示电感特性。
如图3所示，在弹性表面波谐振子的电感特性中，存在一个谐振点fr与一个
反谐振点fa。然而，如图5所示那样，当与SAW谐振子串联连接电感时，在比反
谐振点fa更高处产生第2谐振点fr2，若第2谐振点fr2的频率远大于反谐振点
fa，则可由下式(1)求出第2谐振点fr2的频率。
fr2≈(L2×C0)-0.5/(2×π) …式(1)
因此，可见第2谐振点fr2的频率依存于电极的电容C0与所连接的电感L2，
电极电容C0以及电感L2越大，该第2谐振点fr2的频率越小。又，当第2谐振点
fr2接近反谐振点fa时，虽然根据式(1)求出的第2谐振点fr2的频率精度变差，
而随着电容C0以及电感L2越大而fr2越小的倾向并没有改变。
当观察采用了弹性表面波谐振子的阶梯型弹性表面波滤波器的宽频率特性
时，上述SAW谐振子的第2谐振点fr2为衰减极点，在该频率改善了衰减量。然而，
在比第2谐振点fr2更高的频率区域中，由于将图4所示的等价电路的全体作为电
感元件发挥作用，如高通滤波器那样地工作，在比fr2更高的频率衰减量发生恶化。
为了进行更进一步的详细说明，图6表示并联连接将电感与SAW谐振子串联
连接后的元件时的传输特性。又，获得该传输特性的电路构造如图7所示。作为弹
性表面波谐振子P1，采用在36°LiTaO3基板上形成交叉宽度50μm、电极指的对数
40对以及电极指间距1.05μm、h/λ＝0.09的叉指式换能器的元件。又，电感Lw的
电感值为1nH。
如图6可见，根据该电路构造，在谐振点fr以及第2谐振点fr2产生衰减极
点，而在比第2谐振点fr2更高的频率衰减量恶化。
再者，如图8可知，构成2个并联支路，在各并联支路谐振子P1、P2上分别
连接电感Lw的构造中，使得并联支路谐振子P1、P2的电容比为1∶2时的传输特
性如图9所示。
又，在获得图9所示传输特性的电路中，并联支路谐振子P1具有与获得图6
所示传输特性的情况相同的构造，对于并联支路谐振子P2，除了使得交叉宽度为
100μm之外，与并联支路谐振子P1相同。
如图9可知，并联支路谐振子P1的第2谐振点引起的衰减极点表示为频率
fr2、并联支路谐振子P2的第2谐振点引起的极点表示为频率fr3，并且这些频率
fr2、fr3不同。因此，根据图9所示的传输特性，与图6所示的传输特性相比能
够整体上改善衰减量。
然而可知，当该2个极点的频率间隔过大时，存在极间衰减量显著恶化的倾
向。
即，图10表示当使得上述并联支路谐振子P1、P2的电容比改变成1∶2、1∶
3、1∶4时的传输特性。此时的各谐振子的电极参数如下述表1所示。这里，预先
使得并联支路谐振子P1的电容较小并且使得并联支路谐振子P2的电容较大，在使
得并联支路谐振子P1、P2的电容总和不变的情况下，改变电容比。
表1
P1∶P2
对数
交叉宽度
P1
P2
P1
P2
P1
P2
1∶2
40对
40对
50μm
100μm
1.05μm
1.05μm
1∶3
40对
40对
37.5μm
112.5μm
1.05μm
1.05μm
1∶4
40对
40对
30μm
120μm
1.05μm
1.05μm
如图10可见，随着上述电容比增大，2个衰减极点之间的衰减量恶化。如上
述式(1)所示，虽然电感值相同，而若电极的电容大则谐振频率低，若电极电容小
则谐振频率高。因此，通过使得上述电容比从1∶2变化到1∶4，由于2个衰减极
点的间隔逐渐变大，如上所述2个衰减极点间的衰减量恶化。
又，在特开平11-55067号公报所记载的现有技术中认为，由于使得与具有
较大静电电容的并联支路谐振子P2连接的电感成分相对较大，由此，上述2个衰
减极点的频率间隔变得更大，衰减量进一步恶化。
对此，根据本发明，增加了在带通低频侧附近的滤波特性的陡峭性并且改善
了带通高频侧的衰减量。以下，对此进行说明。
(1)改善带通低频侧的陡峭性
为了改善带通低频侧的滤波特性的陡峭性，在本发明申请中，使得连接在输
入端或输出端上的第1并联支路谐振子的电容Cp1与连接在串联支路谐振子的接点
上的第2并联支路谐振子的静电电容Cp2如上所述满足Cp1×2＜Cp2的范围。
在上述特开平5-183380号公报中揭示了多段连接阶梯型弹性表面波滤波器
时电极电容的最佳方法。即，参照图29以及图30，重视阻抗匹配并且可以进行镜
像连接。因此，将最接近输入输出端任意之一而配置的并联支路谐振子、相当于本
发明中第1并联支路谐振子的并联支路谐振子的电容相同地作为Cp1、将与串联支
路谐振子间的连接点连接的并联支路谐振子即本发明中的第2并联支路谐振子的
电容作为Cp2时，只要Cp2/Cp1＝2就可。
又，已知由并联支路谐振子的电容Cp与串联支路谐振子的电容Cs之比决定
阶梯型弹性表面波滤波器整体的衰减量。该比Cp/Cs越大，则能够扩大衰减量。不
过，实际上频带外衰减量较大地受到焊线的电感成分影响，而附加电感成分引起的
谐振点产生在比反谐振频率更高的频率，故在带通的低频侧Cp/Cs的影响处于支配
地位。
又，已知若已设定带通的中心频率f0与输入输出电感Z0，则忽略组件的寄生
成分时，串联支路谐振子与并联支路谐振子的的电容积的最佳值由下式(2)决定(特
开平6-69750号公报)。因此，作为结果使得Cp/Cp1＝2时，静电电容的绝对值的
自由度变小。又，还指出即使在考虑到组件的寄生成分的情况下电容的绝对值的自
由度也不会变大。
Z02＝1/(ω02×Cs×Cp) …式(2)
又，在式(2)中，ω0表示带通f0所对应的角频率。
即，为了确保恒定的衰减量，首先，决定电容比Cp/Cs或者根据输入输出电
感与滤波器的中心频率f0决定电容积Cp×Cs，然后，若以镜像连接作为前提，也
要决定各并联支路谐振子的静电电容。因此，可见各谐振子的电容量绝对值的自由
度非常低。
另一方面，若并联支路谐振子的谐振频率与反谐振频率之间的间隔Δf越小，
则阶梯型弹性表面波滤波器的低频侧的陡峭性增加。又，对于在弹性表面波谐振子
串联连接电感的构造，谐振频率下降，则Δf变大。此时，当电感成分越大并且电
极电容越大，则Δf越大。因此，在提高了滤波特性的陡峭性的情况下，希望减小
电感成分或者减小电极电容。
通过对于焊线的长度、连接构造改进，能够某种程度地减小电感成分的大小，
而很难减小到一定程度之下。因此，可见为了提高带通附近的陡峭性，使得并联支
路谐振子的电容越小越好。
然而，在利用了以往的镜像连接的方法中，一意地固定并联支路谐振子的电
容。因此，带通外衰减量的改善与滤波特性的陡峭性的改善成为折衷关系，很难同
时实现带通外衰减量的扩大以及滤波特性的陡峭性的提高。
对于连接多段阶梯型弹性表面波滤波器时的各并联支路谐振子对于滤波特性
的影响进行说明。由于多个并联支路谐振子产生多个衰减极点时，滤波器的低频侧
的陡峭性由在带通低频侧最接近的衰减极点位于何处来决定。例如，在图31所示
的滤波特性中，衰减极点位于fra与frb的位置上，而若fra的频率位置变高，则
陡峭性增加，若fra的频率变低，则带通低频侧上的陡峭性变差。因此，与构成最
接近带通的衰减极点的fra不同，frb的位置对于滤波特性的陡峭性没有很大影响。
因此，对于使得产生在带通低频侧最接近的衰减极点的并联支路谐振子，若
使之电容相对较小或者使之电感较大，则能够提高带通低频侧的带通附近的陡峭
性。
然而，在远离带通的频率区域，为了确保衰减极点时，必须要使得电容比Cp/Cs
较大，并且对于多个并联支路谐振子的总共电容C0p存在最佳值。因此，在具有多
个串联支路谐振子以及并联支路谐振子的阶梯型电路构造的弹性表面波滤波器装
置中，通过使得上述第2并联支路谐振子与第1并联支路谐振子的容量Cp2、Cp1
之比Cp2/Cp1大于2并且使得Cp2与Cp1的和为C0p，能够提高滤波特性的陡峭性，
同时能够改善带通外衰减量。即，利用第1并联支路谐振子的电容Cp1，能够提高
带通低频侧的带通附近的陡峭性，利用第2并联支路谐振子的电容Cp2，能够确保
远离带通的区域中的衰减量。
(2)改善带通高频侧的衰减量
其次，根据本发明，对于改善带通高频侧的衰减量的理由进行说明。
如上所述，在特开平11-55067号公报中所记载的结构中，存在比带通更高
的高频侧衰减量恶化的问题。
对此，当减小与第2并联支路谐振子即连接在串联支路谐振子间的连接点上
的并联支路谐振子串联连接的电感值时，根据上述式(1)的关系，谐振频率升高。
因此，第1、第2并联支路谐振子的衰减极点的频率间隔变小，大幅度地改善了带
通高频侧整体的衰减量。
对此进行更加具体的说明。
采用图8所示的电路，将并联支路谐振子P1、P2的电极电容之比固定在1∶3、
将与并联支路谐振子P1连接的电感Lw的值固定在1.0nH并且改变与并联支路谐振
子P2连接的电感Lw的值使之为0.7nH、1.0nH以及1.3nH时的各特性如图11所示。
在图11中，实线表示0.7nH时的情况、虚线表示1.0nH时的情况、点划线表示1.3nH
时的情况。
如图11可见，当增大与并联支路谐振子P2连接的电感时，并联支路谐振子
P1、P2的衰减极点过渡分离，整体的衰减量恶化。对此，通过使得与并联支路谐
振子P2连接的电感为1nH，可改善衰减量，若使之为0.7nH则能够进一步改善衰
减量。
又，当使得Cp2/Cp1大于2时，如上述特开平11-55067号公报所记载，反
射特性变差。在带通的低频侧反射特性变差时，局部地损失恶化并且滤波特性的陡
峭性劣化。对于这一点，能够通过降低第2并联支路谐振子即电极电容大的并联支
路谐振子的谐振频率来解决。对此，参照图12以及图13进行说明。
图12表示一端子对弹性表面波谐振子的电极电容大时以及电极电容小时的电
感特性。如图12可知，电极电容大的弹性表面波谐振子的电感值在电感特性整体
上较低。将一端子对弹性表面波谐振子作为阶梯型电路构造中的弹性表面波滤波器
的并联支路谐振子使用时，从弹性表面波谐振子的谐振频率到反谐振频率的间隔
(fr～fa)构成带通的低频侧。因此，当使得第2并联支路谐振子Cp2的电容大于通
常情况时，带通低频侧的电感从最佳值起变小。即，当为了使得Cp1×2＜Cp2而增
大第2并联支路谐振子的电容时，则从最佳值起减小带通低频侧的电感。
另一方面，将图12所示的大电容的弹性表面波谐振子进行变形并且使得其谐
振频率降低到10MHz时的电感特性如图13中的实线所示。在图13中，为了进行比
较，以虚线表示图12所示的小电容的弹性表面波谐振子的频率特性。
如图13可知，通过降低大电容的弹性表面波谐振子的谐振频率，相当于带通
低频侧的fr～fa频率区域中的电感几乎与电极电容小的谐振子的电感值重合。因
此，在改变电容的同时，通过降低大电容的谐振子的频率，能够将带通低频侧的电
感校正到最佳值，能够获得良好的阻抗匹配，并且能够改善反射特性。
如上所述，在本发明中，由于第1、第2并联支路谐振子的电容Cp1、Cp2满
足Cp1×2＜Cp2，能够提高带通附近的滤波特性的陡峭性，而且由于使得与第2并
联支路谐振子串联连接的电感的值小于与第1并联支路谐振子串联连接的电感的
值，故能够确保带通高频侧的衰减量。
其次，对于本发明的更加具体的实施例进行说明。
图1表示本发明第1实施例的弹性表面波滤波器装置的电路构造，图14是其
概要的平面图。
如图1所示，在本实施例的弹性表面波滤波器装置100中，在输入端100A与
输出端100B之间延伸的串联支路上设有串联支路谐振子111a、111b。
又，在弹性表面波滤波器装置100中，构成3条并联支路，在3条并联支路
上分别设有并联支路谐振子112a～112c。又，在各并联支路谐振子112a～112c与
接地电位之间串联连接电感113a～113c。
在并联支路谐振子112a～112c中，并联支路谐振子112a、112c是第1并联
支路谐振子并且分别连接在输入端100A或输出端100B。并联支路谐振子112b是
本发明的第2并联支路谐振子并且连接在串联支路谐振子111a、111b间的连接点
X上。
又，输入端100A或输出端100B与多个并联支路谐振子112a～112c之间也可
以插入匹配电容。
如图14所示，在组件101内收容有弹性表面波滤波元件110。并没有对组件
101的构造进行特别限定，而在本实施例中，在设置于组件101凹部内收容有弹性
表面波滤波器元件110。在弹性表面波滤波器元件110的两侧上形成向上突出的2
个段部，在一个段部上形成电极焊区101a～101c，在另一段部上形成电极焊区
101d～101f。
另外，弹性表面波滤波器元件110具有这样的构造，即在由36°Y切割传送
LiTaO3基板形成的压电性基板上形成上述串联支路谐振子111a、111b、并联支路
谐振子112a～112c以及用于连接它们的布线图案。又，从图14可知，串联支路谐
振子111a、111b以及并联支路谐振子112a～112c都是由具有一个叉指式换能器
(IDT)与配置在IDT表面波传送反向两侧的反射器的一端子对SAW构成。
上述串联支路谐振子111a、111b具有相同的构造，即电极指交叉宽度为40μm、
IDT电极指的对数为105对、反射器的电极指的条数为100条、电极指间距
2.07μm(表面波的波长λ为4.14μm)。
对于并联支路谐振子112a～112c，使得交叉宽度各自不同，改变第1并联支
路谐振子112a、112c的电容Cp1与第2并联支路谐振子112b的电容Cp2之比，构
成各种弹性表面波装置。又，各并联支路谐振子的电极参数如下述的表2所示。
表2
NO
谐振子112a、112c
谐振子112b
电容比
对数
交叉宽度
(μm)
电极间距
(μm)
对数
交叉宽度
(μm)
电极间
距(μm)
1
45
100
2.141
45
200
2.142
1∶2
2
45
80
2.141
45
240
2.148
1∶3
3
45
66
2.141
45
265
2.153
1∶4
4
45
57
2.141
45
286
2.157
1∶5
5
45
50
2.141
45
300
2.16
1∶6
6
45
44.4
2.141
45
312
2.162
1∶7
7
45
40
2.141
45
320
2.166
1∶8
8
45
33.3
2.141
45
333
2.169
1∶10
9
45
28.6
2.141
45
342
2.171
1∶12
10
45
23.4
2.141
45
355
2.173
1∶15
又，并联支路谐振子112a～112c通过焊线113A～113C分别电气连接在与接
地电位连接的电极焊区101a、101f、101c上。这里，为使得电感为约1nH焊线113A、
113C的电感约为1nH，为了使得电感约为0.7nH焊线113B的长度比焊线113A、113C
短。
如上所述，通过改变并联支路谐振子112a～112c的电极指交叉宽度，研究
使得第2并联支路谐振子112b的电容Cp2与第1并联支路谐振子112a、112c的电
容Cp1之比不同而获得的各弹性表面波滤波器装置的带通低频区域中的陡峭性。
即，由于电极电容与对数以及交叉宽度成比例，通过改变交叉宽度调整了电极电容。
又，测定在带通的低频侧上衰减量为4dB的频率位置与衰减量为12dB的频率
位置之间的频率间隔，由此进行评价。结果如图15所示。
如图15可知，与相当于以往示例的电容比Cp2/Cp1为2的情况相比，随着增
大电容比Cp2/Cp1，可改善陡峭性。这是由于随着位于两端的第1并联支路谐振子
112a、112c的电容Cp1变小电感变大。
作为代表性的频率特性，在图16中分别以实线以及虚线表示相当于上述电容
比Cp2/Cp1为2的以往示例时的特性与Cp2/Cp1＝5时的特性。
如图16可知，通过使得Cp2/Cp1＝5(虚线)，与以往示例相比，大幅度提高了
低频侧的陡峭性。
又，在图17以更宽的频率范围表示图16所示的特性。从图7可知，Cp2/Cp1
＝5时，由于与第2并联支路谐振子112b连接的焊线的电感较小为0.7nH，直到
2700MHz附近衰减量也没有劣化。
为了进行比较，对于Cp2/Cp1＝5的上述实施例的弹性表面波滤波器装置，在
图18表示为了使得与第2并联支路谐振子112b连接的电感值为1.0nH的连接焊线
的示例以及为了使之为1.3nH的连接焊线的示例的频率特性。在图18中，实线表
示1.0nH的情况，虚线表示1.3nH的情况。如图18可知，随着与第2并联支路谐
振子连接的电感的大小变大，2700MHz附近的衰减量恶化。
又，如表2所示，中央的第2并联支路谐振子的电极间距随电容比而变化，
电容比越大，其值设定为越大。这是与降低第2并联支路谐振子的频率的情况相同。
即，当增大上述电容比Cp2/Cp1时，带通低频侧上的阻抗匹配引起的损失增大，陡
峭性产生劣化，而通过增大第2并联支路谐振子的电极间距，能够降低频率并且抑
制陡峭性的劣化。
图19表示上述实施例的弹性表面波滤波器装置的电容比Cp2/Cp1与频带宽度
的关系。又，频带宽度是指衰减量为4dB的频带宽度而言。
如特开平5-183380号公报所揭示，电感与并联支路谐振子串联连接时，谐
振频率下降，带通变宽。然而，当并联支路谐振子的电容变小时，很难改变谐振频
率，带通减小。
另一方面，如图15所示，虽然电容比越大，陡峭性越高，但当Cp2/Cp1大于
10时，改善陡峭性的程度变小。因此，最好使得Cp2/Cp1为2～10的范围，由此，
能够获得陡峭性良好并且频带宽度较宽的滤波器特性。
图20表示第2实施例的弹性表面波滤波器装置的电路构造，图21表示其主
要的平面剖视图。
在第2实施例的弹性表面波滤波器装置200中，在连接于输入端200A与输出
端200B之间的串联支路上配置串联支路谐振子211a、211b。又，第1并联支路谐
振子212a与输入端200A连接，电感213a与该并联支路谐振子212a串联连接。又，
在串联支路谐振子211a、211b间的连接点Y上连接第2并联支路谐振子212b。在
并联支路谐振子212b上、与接地电位之间串联连接电感213b1、213b2。不过，电
感213b1、213b2相互并联连接。
组件201内具有与第1实施例相同的构造，组件201具有电极焊区201a～
201f。又，弹性表面波滤波器元件210与第1实施例相同，在压电基板上形成上述
串联支路谐振子211a、211b、并联支路谐振子212a、212b以及连接它们的布线图
案。
串联支路谐振子211a、211b以及并联支路谐振子212a、212b与第1实施例
相同由一端子对弹性表面波谐振子构成。
更具体地，使得串联支路谐振子212a的IDT的交叉宽度为40μm、电极指的对
数为105对、反射器的电极指为100个、电极指间距为2.07μm即弹性表面波的波
长λ为4.14μm。在串联支路谐振子211b，除了使得交叉宽度为80μm这点之外，构
造上与串联支路谐振子211a相同。
并联支路谐振子212a、212b如下述的表3所示，构造上使得具有各种交叉宽
度，由此，作成并联支路谐振子212a的电容Cp1与并联支路谐振子212b的电容
Cp2的电容比为不同的弹性表面波滤波器装置200。又，各并联支路谐振子212a、
212b的电极参数如下表所示。
表3
NO
谐振子212
谐振子212b
电容比
对数
交叉宽度
(μm)
电极间距
(μm)
对
数
交叉宽度
(μm)
电极间距
(μm)
1
45
100
2.141
45
200
2.142
1∶2
2
45
75
2.141
45
225
2.148
1∶3
|
3
45
60
2.141
45
240
2.153
1∶4
4
45
50
2.141
45
250
2.157
1∶5
5
45
43
2.141
45
257
2.16
1∶6
6
45
37.5
2.141
45
262.5
2.162
1∶7
7
45
33.3
2.141
45
266.7
2.166
1∶8
8
45
27.2
2.141
45
272
2.169
1∶10
9
45
23.1
2.141
45
276.9
2.171
1∶12
10
45
18.8
2.141
45
281.2
2.173
1∶15
又，并联支路谐振212a、212b通过焊线213A、213B1、213B2与组件的电极
焊区201a、201c、201f电气连接。此时，选择焊线213A的长度使得焊线213A的
电感约为1nH，焊线213B1、213B2与不同的电极焊区201c、201f连接，由此使得
在构造上在并联支路谐振子212b与接地电位之间串联连接约0.55nH的电感。
研究如上述这样获得的各弹性表面波滤波器装置的带通低频侧的的陡峭性与
电容比的关系。结果如图22所示。与第1实施例相同地评价滤波器特性的陡峭性。
如图22可知，与相当于以往示例的电容Cp2/Cp1＝2时的情况相比，随着提
高电容比Cp2/Cp1，改善陡峭性。这是由于当第1并联支路谐振子212a的电容Cp1
变得极端小时，电感很大。
作为代表性的特性，作为Cp2/Cp1＝2的以往示例与Cp2/Cp1＝5时的传输特
性如图23所示。在图23中，实线表示实施例，虚线表示以往示例。
如图23可知，使得Cp2/Cp1＝5时，能够有效地提高带通低频侧的陡峭性。
又，扩大频率范围时的特性如图24所示。
在图24中，表示与串联支路谐振子213b连接的焊线113B、113B2相加的合
计电感为1.nH的示例与为1.0nH时的特性。如图24可知，增大与电容大的并联支
路谐振子213b连接的电感的值时，2700MHz附近的衰减量恶化。
又，上述电容比与陡峭性的关系以及电感与衰减量的关系显示出与采用了第1
实施例情况下的3个并联支路谐振子时相同的倾向。因此，从第1、第2实施例可
知，在具有2个以上的串联支路谐振子与2个以上的并联支路谐振子的梯形电路构
造的弹性表面波滤波器中，如第1实施例那样输入输出对称的构造以及如第2实施
例那样输入输出非对称的构造都可以获得本发明的效果。
作为第3实施例，接着对于具有中心频率为1960MHz的梯形电路构造的弹性
表面波滤波器装置进行说明。又，在第3实施例中，对于电路构造，与第1实施例
相同，因此，参照表示第1实施例的图1以及图14对于第3实施例进行说明。
在第3实施例中，对于串联支路谐振子111a、111b，使得交叉宽度为20μm、
IDT的对数为100对、反射器的电极指的个数为100个、电极指间距为1.00μm(表
面波的波长λ为2.00μm)，在构造上使得串联支路谐振子111a、111b具有相同构造。
对于并联支路谐振子112a～112c，通过改变交叉宽度，使得电容Cp1与Cp2
的比为不同。并联支路谐振子112a～112c的电极参数如下述的表4所示。
表4
NO
谐振子312a、312c
谐振子212b
电容比
对数
交叉宽度
(μm)
电极间距
(μm)
对数
交叉宽度
(μm)
电极间
距(μm)
1
45
50
1.043
45
100
1.043
1∶2
2
45
40
1.043
45
120
1.047
1∶3
|
3
45
33
1.043
45
132
1.049
1∶4
4
45
28.5
1.043
45
143
1.051
1∶5
5
45
25
1.043
45
150
1.053
1∶6
6
45
22.2
1.043
45
156
1.055
1∶7
7
45
20
1.043
45
160
1.056
1∶8
8
45
16.7
1.043
45
167
1.056
1∶10
9
45
14.3
1.043
45
171.4
1.057
1∶12
10
45
11.7
1.043
45
177.6
1.059
1∶15
又，相对地增长焊线113A、113C的长度，使得与并联支路谐振子112a、112c
串联连接的电感约为1nH，相对地减小焊线113B的长度，使得与并联支路谐振子
112b串联连接的电感约为0.7nH，
研究这样获得的弹性表面波滤波器装置的带通低频侧的陡峭性与电容比
Cp2/Cp1的关系。与第1实施例相同地评价陡峭性。结果如图25所示。
如图25可知，与相当于以往示例的电容比Cp2/Cp1＝2时的情况相比，随着
提高电容比，能够改善陡峭性。作为代表性的特性，在图26表示电容比Cp2/Cp1
＝2时的以往示例的传输特性与电容比Cp2/Cp1＝5时的传输特性。
如图26可知，通过使得电容比Cp2/Cp1为5，与以往示例相比，提高了陡峭
性。
又，利用图27在更宽的频率范围表示使得与大电容并联支路谐振子112b连
接的电感值为1.3nH时的示例与上述实施例的弹性表面波滤波器装置(电容比＝5、
与并联支路谐振子112b连接的电感为0.7nH)的传输特性。在第3实施例中可知，
由于频率比第1、第2实施例高，在为带通的3倍附近的频率5800MHz附近，衰减
量恶化，而与以往示例相比能够抑制在带通高频侧的衰减量的恶化。
又，电容比与陡峭性的关系以及电感与衰减量的关系显示出与第1实施例的
为800MHz的阶梯型弹性表面波滤波器装置相同的倾向。因此，根据第1、第3实
施例可知，与中心频率的高低没有关系，根据本发明能够提高带通低频侧的陡峭性
并且能够在较宽频率范围内抑制衰减量的恶化。
其次，对于将根据本发明构成的弹性表面波滤波器装置作为频带滤波器的通
信设备进行说明。
图28是用于说明采用了本发明的弹性表面波装置的通信设备160的概要框
图。
在图28中，天线共用器(duplexer)162与天线161连接。在天线共用器162
与接收侧混频器163之间连接构成RF频段的弹性表面波滤波器164以及放大器
165。而且，IF频段的表面波滤波器169与混频器163连接。又，在天线共用器162
与发送侧的混频器166之间连接构成RF的放大器167以及弹性表面波滤波器168。
作为上述通信设备160的RF频段的表面波滤波器164，能够合适地采用根据
本发明构成的弹性表面波滤波器装置。
在本发明的弹性表面波滤波器装置中，具备多个由一端子对弹性表面波谐振
子构成的串联支路谐振子以及并联支路谐振子并且与各并联支路谐振子串联连接，
在上述的构造中，与输入端或输出端连接的第1并联支路谐振子以及串联支路谐振
子间的连接点连接的第2并联支路谐振子的电容Cp1、Cp2为Cp1×2＜Cp2的关系，
即由于电容比Cp2/Cp1大于2，提高带通低频侧的滤波器特性的陡峭性。又，由于
使得与第2并联支路谐振子连接的电感的电感值小于与第1并联支路谐振子连接的
电感的电感值，能够充分地扩大带通外衰减量。由此，不仅滤波器的陡峭性良好，
而且能够实现衰减区的衰减量充分的大以及良好的滤波特性。
特别地，在使得Cp1×2＜Cp2×1＜Cp1×10时，不仅提高了滤波特性的陡峭性
以及衰减区的衰减量，而且能够使得频带宽度足够宽。
又，当第2并联支路谐振子的谐振频率小于第1并联支路的谐振频率时，能
够抑制带通低频侧的反射特性的劣化，由此，能够更进一步地提高滤波特性的陡峭
性。
在本发明中，对于构成与上述各并联支路谐振子连接的电感的部件没有特别
限定，而通过调整连接组件的电极焊区与并联支路谐振子的焊线的长度，能够调整
与上述并联支路谐振子连接的电感的大小。即，通过使得与第2并联支路谐振子连
接的焊线的长度小于与第1并联支路谐振子连接的焊线的长度，能够使得与第2
并联支路谐振子连接的电感值小于与第1并联支路谐振子连接的电感值。同样地，
通过采用使得第2并联支路谐振子的一端通过多个焊线与多个电极焊区电气连接
的构造，能够使得与第2并联支路谐振子连接的电感值小于与第1并联支路谐振子
连接的电感的值。
在本发明的通信设备中，由于作为频带滤波器具备根据本发明构成的弹性表
面波滤波器装置，因此，由于能够改善频带滤波器的滤波特性，能够提供选择度良
好的通信设备。