电源装置 【技术领域】
本发明涉及采用利用了桥式整流电路的整流方式、并向装置或系统等供给电能的电源装置。
背景技术
以往已知利用二极管的各种整流方式，在图7表示利用了桥式整流电路的全波整流电路的一示例。该图所示的全波整流电路具备由4个二极管2～5构成的桥式整流电路6。11表示负载。
图7(a)表示从交流电源1输出的交流电在正半周期间的电流的流动情况。如箭头所示，电流依次流过二极管2、滤波电容7、二极管5，故能够取出正的电压Vo。
图7(b)表示从交流电源1输出的交流点的负半周期间的电流流动情况。如箭头所示，电流依次流过二极管4、滤波电容7、二极管3，故能够取出正的电压Vo。即是说，来自交流电源1的交流输入被全波整流，得到正的直流电压。
然而，在上述地以往的电源装置中存在这样的问题，即仅在交流电源1的电压大于直流输出电压的期间流过输入电流，故功率因数较低，电源高次谐波也变大。
作为通常改善上述情况的方法，采用在交流电源1与桥式直流电路6之间连接电抗器，在该方法中存在下述问题，即使能够抑制高次谐波的产生，而仅获得约70％的功率因数，作为输出为了使得为中容量到大容量的电源，会导致所采用的元件体积大、以至于装置体积大，同时，电源系统也会承受负担。
本发明针对上述问题目的在于提供一种能够获得高功率因数并且抑制高次谐波的电源装置。
【发明内容】
为了解决上述问题，本发明的电源装置是具有交流电源、对于从所述交流电源输出的交流电进行全波整流的桥式整流电路、连接在所述桥式整流电路的直流输出端的滤波电容的电源装置，它具备：连接在所述交流电源与所述桥式整流电路的交流输入端之间的电抗器；在所述桥式整流电路的交流输入端与直流输出端之间通过双向开关连接的电容；检测所述交流电源的电压的过零点的过零点检测手段；根据所述过零点检测手段的输出生成所述双向开关的驱动信号的双向开关驱动信号生成手段；根据所述双向开关驱动信号生成手段的信号驱动所述双向开关的双向开关驱动手段。
根据上述构造，使得双向开关以适当的相位以及导通宽度导通，不仅能够抑制输入电流的高次谐波同时能够达到高的功率因数，并且能够获得交流电源的电压峰值以上的直流输出电压，而且能够控制该输出电压值。
再者，具备电源频率检测手段，由于使得从过零点起的规定时间Δd为根据电源频率而不同的恒定值，能够容易地控制双向开关。
再者，所述双向开关驱动信号生成手段在从输入电压过零点起的规定时间Δd(0≤Δd)之后生成导通信号，在该导通时刻起的固定时间Δt(0≤Δt)之后生成关断信号，能够控制从交流电源流入的输入电流的高次谐波与作为滤波电容两端电压的输出电压。
再者，由于将从导通时刻起的规定时间Δt的可变范围限制在生成最大负载时所必须的直流输出电压的双向开关导通宽度Δto以下，能够防止输出电压在低负载时上升到必须电压以上。
再者，具备负载检测手段并且在双向开关驱动信号生成手段内部，具有预先存储对应于负载大小的、从过零点起的规定时间Δd与从导通时刻起的规定时间Δt的组合的存储手段，根据所述负载检测手段的输出，从所述存储手段中选择对应于负载的从零点起的规定时间Δd、从导通时刻起的规定时间Δt的组合。根据这样的构造，对于负载的变动，通常能够在最适当的动作点驱动电源装置。
附图简述
图1(a)是表示本发明实施形态1的电源装置一示例的构造图。
图1(b)是表示本发明实施形态1的电源装置其他示例的构造图。
图1(c)是表示本发明实施形态1的电源装置其他示例的构造图。
图1(d)是表示本发明实施形态1的电源装置其他示例的构造图。
图2(a)是说明本发明实施形态1的电源装置的动作的图。
图2(b)是说明本发明实施形态1的电源装置的动作的图。
图2(c)是说明本发明实施形态1的电源装置的动作的图。
图2(d)是说明本发明实施形态1的电源装置的动作的图。
图3(a)是表示本发明实施形态1的电源装置的交流输入电压Vi、电抗器电流IL、直流输出电压Vo以及双向开关驱动信号Vg的各波形。
图3(b)是表示本发明实施形态1的电源装置的交流输入电压Vi、电容电流Ic、电容电压Vc的各波形。
图3(c)是表示本发明实施形态1的电源装置的交流输入电流的高次谐波成分与高次谐波规则国内标准的比较。
图4是表示本发明实施形态1以及实施形态2的电源装置的Δt与按照负载大小的输出电压Vo的关系。
图5是本发明实施形态3的电源装置的构造图。
图6是本发明实施形态4的电源装置的构造图。
图7是以往电源装置的一示例的电路图。
符号说明
1 交流电源
2、3、4、5 二极管
6 桥式整流电路
7 滤波电容
8 电抗器
9 双向开关
10 电容
12 过零点检测手段
13 双向开关驱动信号生成手段
14 双向开关驱动手段
16 负载检测手段
12a 电源频率检测手段
13a 存储手段
Δd 从过零点开始的规定时间
Δt 从导通时刻开始的规定时间
Δto 导通宽度
最佳实施形态
以下，参照附图对于本发明的实施形态进行说明。对于与以往示例相同构造的部分采用同一符号。
(实施形态1)
图1表示本发明的电源装置的构造的一实施形态。(a)～(d)所示的电源装置具备由4个二极管2～5形成的桥式整流电路6与交流电源1。在交流电源1与桥式整流电路6的交流输入端之间连接电抗器8、在桥式整流电路的交流输入端与直流输出端之间连接电容10。
在图1(a)、(b)所示的构造中，电容10通过双向开关9连接在桥式整流电路6的交流输入端6a或6b与负直流输出端6c之间，在图1(c)、(d)的构造中，电容10连接在桥式整流电路6的交流输入端6a或6b与正的直流输出端6d之间。
又，在桥式整流电路6的正极性直流输出端6d与负极性输出端6c之间连接滤波电容7。利用该滤波电容7，能够使得通过桥式整流电路6获得的变化强烈的直流电流变成平滑的直流。
而且，具有检测出交流电源1的电压的过零点的过零点检测手段12、根据过零点检测手段12的输出生成双向开关9的驱动信号的双向开关驱动信号生成手段13、根据所述双向开关驱动信号生成手段13的输出驱动双向开关9的双向开关驱动手段14。又，在图1(b)～(d)中省略过零点检测手段12、双向开关驱动信号生成手段13以及双向开关驱动手段14的描述。
以下，参照图2(a)～(d)对于图1(a)所示的电源装置的动作进行说明。
图2(a)、(b)表示交流输入电压Vi为正半周期的期间，图2(c)、(d)表示负半周期的期间。又，图3(a)、(b)表示对于图1(a)所示的电源装置使得Vi为200V、L为10mH、C为300μF、Co为1800μF时的实施形态的各波形。
图3(a)表示交流输入电压Vi、流过电抗器8的电流(交流输入电流)IL、直流输出电压Vo以及双向开关9的驱动信号Vg的各波形，图3(b)表示表示交流输入电压Vi、流过电容10的电流Ic以及电容10的两端间电压Vc的各波形。
在上述构造中，交流输入电压Vi在正交流半周期的过零点即后，由于双向开关9截止、直流输出电压Vo大于交流输入电压Vi、二极管2、5反向偏置，不流过输入电流。
又，此时电容10由于一个周期前的充电而具有以图示极性的电压Vc1。在交流输入电压Vi的从负极性到正极性的过零点起的规定时间Δd之后，双向开关驱动信号生成手段13生成双向开关9的导通信号，由于双向开关驱动手段14使得双向开关9导通时，流过图2(a)箭头所示的电流。即，从交流电源1起电流依次流过电抗器8、二极管2、滤波电容7、电容10，电容10放电并且其电压下降到Vc1之下。又，为了使得交流输入电压Vi与电容10的电压Vc1的和大于滤波电容7的电压Vo而选择从过零点开始的规定时间Δd并且使得双向开关9导通。
然后，在从双向开关9的导通时刻起的规定时间Δt之后，双向开关驱动信号生成手段13生成双向开关9的截止信号，利用双向开关驱动手段14使得双向开关9截止时，电容10保持此时的电压Vc2，同时如图2(b)所示电流从交流电源1起依次流过电抗器8、二极管2、滤波电容7、二极管5，随着交流输入电压Vi的下降，最终变为零。
由于交流输入电压Vi在负的交流半周期中的过零点后，使得双向开关9截止并且直流输出电压Vo大于交流输入电压Vi、二极管3、4反向偏置，故没有流过输入电流。从交流输入电压Vi的正到负的过零点起规定时间Δd之后，双向开关驱动信号输出手段13生成双向开关9的导通信号，利用双向开关驱动手段14使得双向开关9导通时，流过如图2(c)的箭头所示的电流。即，从交流电源1起电流顺次流过电容10、二极管3、电抗器8并且对电容10充电。然后，在双向开关9的导通时刻起规定时间Δt之后，当双向开关驱动信号生成手段13生成双向开关9的截止信号并且利用双向开关驱动手段14将双向开关9截止时，电容10在充电到电压Vc1的状态下保持该电压，电流如图2(d)所示，从交流电源1依次流过二极管4、滤波电容7、二极管3、电抗器8，交流输入电压Vi下降并最终变为零。
如上所述，通过使得电容10进行充放点，比以往技术的情况，由于从输入电压的过零点附近起使得流入输入电流，故提高了功率因数。
又，通过增加从导通时刻起的规定时间Δt，能够使得积蓄在电抗器8中的磁能以及对于电容10的充电量增大，并且能够增大输出电压Vo。同样地，通过减少从导通时刻起的规定时间Δt，能够减小输出电压Vo，因此通过增减从导通时刻起的规定时间Δt，能够改变输出电压Vo。
而且，由于电流成为电抗器8与电容10或者滤波电容7的串联谐振电流，能够抑制利用升压电路中一般采用的电抗器的短路电路电流的急剧增加，能够抑制电抗器8的拍频。再者，由于电流成为电抗器8与电容10或滤波电容7的串联谐振电流并且不包含高频的振铃成分，故通过适当地选择电抗器8的电感L与电容10的电容C、从过零点起的规定时间Δd、从导通时刻起的规定时间Δt，能够适当地抑制高次谐波。在图3(c)中表示输入电流的高次谐波成分与高次谐波规则国内标准15比较的一示例，并且判断其在标准之内。在该图中，横轴表示高次谐波次数、纵轴表示电流值。
以上对于图1(a)所示的电源装置的动作进行了说明，对于图1(b)～(c)所示的各电源装置，也进行相同的动作，这里省略说明。
(实施形态2)
实施形态2的电源装置是将从导通时刻起的规定时间Δt的可变范围限制在生成最大负载时所必须的直流输出电压的双向开关其导通宽度Δto以下。本发明的电源装置如图2(c)所示具有所谓的升压作用，即在交流输入电压Vi的负半周期中的双向开关9导通期间，在电抗器8、电容10积蓄能量，在交流输入电压Vi的正半周期中将这些能量释放到滤波电容7。
从该通电时刻起的规定时间Δt与输出电压Vo的关系如图4所示，从导通时刻起的规定时间Δt越大，输出电压Vo增加，而其值依赖于负载的大小，负载越小，从相同时刻起的规定时间Δt所对应的输出电压Vo变高。因此，当在小负载时使得从导通时刻起的规定时间Δt过大时，输出电压Vo变得异常高，可能存在超过滤波电容8的耐压的危险。
为了避免上述现象，将从导通时刻起的规定时间Δt的最大值如上所述那样限制在生成最大负载时所必须的输出电压Vo的导通宽度Δto以下，由此，在小负载时也能够将双向开关9的导通宽度限制在Δto以下，并且能够防止输出电压异常地上升。
(实施形态3)
图5是在实施形态1(图1)的基础上追加了负载检测手段16与存储手段13a的装置，所述存储手段13a在所述双向开关驱动信号生成手段13的内部存储从过零点起的规定时间Δd以及从导通时刻起的规定时间Δt。
根据这样的构造，在存储手段13a中存储有预先求得了根据负载大小的、最佳的从过零点起的规定时间Δd以及从导通时刻起的规定时间Δt值的表，存储手段13a接收负载检测手段16的输出，并且从表中读出对应于负载大小的从过零点起的规定时间Δd、从导通时刻起的规定时间Δt，根据它们生成双向开关驱动信号。然后，由双向开关驱动手段14驱动双向开关9。
结果，对于各种负载能够获得最佳的功率因数与输出电压值以及高次谐波抑制效果。
(实施形态4)
图6表示在实施形态3(图5)中附加了电源频率检测手段12a并且根据其输出设定双向开关驱动信号生成手段13从过零点起的规定时间Δd。
若负载装置11的负载有规定范围内的变动幅度，则不需要根据负载精细地调整从过零点起的规定时间Δd，而即使使得Δd为恒定值也能够获得适当的功率因数与高次谐波抑制效果。然而，对于电源频率的变动，必须要根据电源频率改变Δd，才能够获得适当的功率因数与高次谐波抑制效果。例如，对应于电源频率50Hz、60Hz必须要分别切换成适当的值。因此，在上述构造中，电源频率检测手段12a检测电源频率并且传递给双向开关驱动信号生成手段13。然后，双向开关驱动信号生成手段13设定根据电源频率预先设定的从过零点起的规定时间Δd，据此双向驱动手段14驱动双向开关9。
结果，根据电源频率的变动，设定并且控制从过零点起的规定时间Δd，在通常的负载变动区域中能够简单进行控制使得从过零点起的规定时间Δd为恒定值，故与电源频率无关地能够获得适当的功率与输出电压、以及高次谐波抑制效果。
又，可以通过将微型计算机等作为主体的电路手段以及程序软件来实现(没有图示)上述的过零点检测手段12、双向开关驱动信号生成手段13、双向开关驱动手段14、负载检测手段16、电源频率检测手段12a、存储手段13a等。
如上所述，根据本发明，在桥式整流电路的交流输入端与直流输出端之间通过双向开关连接电容并且适当地驱动双向开关。
结果是能够提供高功率因数且抑制高次谐波的能够控制直流输出电压的电源装置。