三相异步电动机绕组双端供电变频调速驱动装置 【技术领域】
本发明涉及三相异步电动机的变频调速驱动装置，属三相异步电动机的变频调速领域。背景技术
应用电力电子开关器件的交流电机变频调速技术已经发展了几十年，以IGBT(InsulateGate Bipolar Transistor绝缘栅极双极型晶体管)为代表的新型场控高速开关器件大大推动了交一直一交拓扑结构的电压变频设备的发展。其基本电路结构如图1。
其中，由电子器件构成的控制电路对电力电子器件构成的开关主回路进行实时控制可以得到各种不同性能特点的变频调速系统。随着微电子技术的发展，数字控制已经成为变频调速控制系统的主流。因此，采用高性能的微处理器如单片机、DSP(Digital Signal Processor数字信号处理器)等为核心构成控制系统，可以得到高频的灵活可控脉冲信号，驱动逆变器开关器件的导通与关断，控制施加在电动机上的电压，从而达到对电动机进行灵活高性能控制地目的。目前，常规电压和中小功率范围内的开环VVVF(变压变频)控制的电压型变频器技术已经成熟，产品已经广泛出现在市场上；以矢量控制和转矩直接控制为代表的闭环高性能控制电压型变频器也已经出现了成功的产品。
在逆变器这一部分，目前常规电压和中小功率范围最常用的基本电路结构如图2所示，又称两电平逆变器，因为其每相输出有两种电平，分别是输出端通过桥臂开关接到直流母线正端或者负端。目前普通电压等级下由主开关电路和控制电路构成的两电平逆变系统，其主开关电路通常采用开通关断高速可控的场控电力电子器件如IGBT，通过对输出正电平和负电平的脉冲时间和宽度的调节，可以达到精确控制输出电压按照需要随时间变化的目的，从而实现灵活的输出控制。在这种情况下，逆变器每一个开关器件承受的最大电压为直流母线电压，即Ud；电机线电压的最大值也为直流母线电压Ud。
此种系统，包括采用高速开关场控电力电子器件的两电平逆变电路的主回路，和产生高频灵活可控脉冲信号的控制电路，已经能够满足普通电压等级和一般功率等级的变频调速系统的需要，但是在很多场合需要对高压大容量的电机进行变频调速驱动。考虑到这些电机本身耗电巨大，因此单单从节能降低成本的角度出发在这些场合采用变频调速也是十分必要的。
如果沿用常规电压和中小功率等级的系统方案，为了能够给电机提供数千伏的高压，就需要直流母线电压Ud相应的提高。这样，一方面每一个开关器件承受的最大电压也就相应提高，从而对开关器件的耐压能力提出了很高的要求，高耐压的开关器件在性能、成本上受到多方面的限制，并且目前的器件制造技术得到的最高耐压也是有一定限度的；另一方面，每次系统输出电压跳变的幅值也相应提高，本身开关频率已经达到数千Hz的情况下，对电机和主电路设备造成的冲击是非常大的，同时也产成了严重的空间电磁干扰，这种负面影响的程度和输出电压跳变幅值以及开关频率成正比，甚至是非线性增长。
为了避免这些严重的问题，目前在高压大容量领域，变频调速技术有如下几种方案：
基于单端供电：单端供电的一个基本特征就是电机绕组上的线电压(即相电压的瞬时加和)最大值等于逆变器的总直流母线电压，这里之所以强调是总直流母线电压，是因为在器件耐压有限的情况下实现高电压有很多方案，其中一种重要的思路就是将多组低电压电路进行级联，从而得到总的高压，此时有可能有多组直流母线，每组的电压都较低，但是在某种开关状态下，多组直流母线直接级联从而在输出端得到最高输出电压，即称为总直流母线电压。
基于单端供电实现高压大容量的方案目前比较成熟的有H桥级联方案、多电平方案。
其中H桥级联方案是多套彼此独立的整流、逆变主电路在输出端相级联，通过统一的控制电路进行控制。设每个单元的直流母线电压为Ud，单元数为N则电机能够得到的最大线电压是N×Ud。这个方法利用了成熟的常规电压技术，思路清晰，实现容易，特别是降低了对各直流环节电容的耐压要求。但是串联方法所用的开关器件个数更多，控制电路复杂性大大增加；需要多输出的移相变压器以得到独立的多组三相交流电；串联方法本身降低了系统可靠性，特别容易导致开关器件的损坏。
多电平方案则是通过在主电路上加入电容和二极管等辅助器件，得到除了正负母线之外的其他电平值，并在一个桥臂上放置不只两个开关器件，通过更加复杂的统一控制电路控制开关器件动作，在输出端得到多个输出电平值，如图3所示。这种方法可以用同样规格的开关器件得到更大的输出电压，而由于电力电子器件的成本随耐压的升高呈非线性上升，因此多电平方案具有成本上的优势，此外输出波形的谐波分量较之两电平更小，波形质量更好。与此同时，多电平方案同样需要十分复杂的控制系统，因为除了对输出电压的控制还需要控制内部电路的状态如电压均衡等，此外主电路除了增加了主开关器件之外，还增加了辅助功率器件，在不同的方案中这些辅助器件可能是二极管、电容，无论是哪种方案除了增加成本之外都增加了系统的复杂性，也降低了系统的可靠性。多电平方案降低了对开关器件的耐压要求，但是并没有降低对直流环节电容的耐压要求，即使是采用电容串联的方法，也必须对电容耐压作更多的冗余设计。
基于双端供电的变频驱动系统目前的研究并不多，国内并无任何可见的记载，国外学者在为数不多的几篇学术论文中有所提及。
日本学者Tachahashi目前所见最早提出了对电机定子绕组两端同时供电的思路[High-Performance Direct Torque Control of an Induction Motor，Isao Takahashi，Youichi Ohmori，IEEE Trans.IA.v.25 n.2，1989]，在其论文中提出了一套双端供电的装置，主电路采用一个整流部分，两组逆变电路接到同一个直流母线上，并以抑制施加在电机上的零序分量的目的在一个逆变器的输出端串联入零序电抗器。Tachahashi提出了一套控制系统的设计方案，并将其实现得到了实际运行结果，这一控制系统可以生成600Hz的脉宽调制控制脉冲施加到主电路的开关器件上。
德国学者Stemmler通过简单的计算机仿真认为通过两组整流电路接两组逆变电路进行双端供电的设想是可行的[Configuration of High-power Voltage Source Inverter Drives，H.Stemmler，P.Guggenbach，EPE’93]，但是他并未提出主电路和控制电路的设计方案，其在仿真中假设的脉宽调制控制脉冲的频率小于300Hz，是根据文章中提到的采用双极型器件组成主电路的可能性而确定，由于其特性所限，无法做到比较精确的输出电压控制。在这种情况下，对中间的直流母线电压的直流程度，即电压幅值的稳定度的要求比较高，为此，Stemmler采用了两组整流桥构成12脉冲整流，这样，再通过较大的直流母线电容，就能达到上述目的，但是这种做法无疑提高了成本。
日本学者Kawabata对上述两篇文章进行了总结[New Open-winding Configurations forHigh-Power Inverters，Takao Kawabata，Emenike C.Ejiogu，ISIE’97]，并提出了将双端供电的思路应用于无功补偿和有源滤波方面的可能。
日本学者Yoshitaka设计的双端供电系统方案[High Efficiency Drive System ofOpen-Winding Motor Using Two Space Vector Modulated Inverters，Yoshitaka Kawabata，Hiroyuki Asai，Motoshi Nasu，IPEC-Tokyo 2000]，其控制电路采用模拟方式生成脉宽调制脉冲，主电路采用双极型器件，类似Stemmler也遇到了器件性能的限制。为了弥补器件性能和控制电路性能的不足，采用可控整流加逆变的方式，构成一组三电平电路和一组两电平电路分别向电机定子绕组两端供电，较之二极管整流的方式，这种可控整流也明显提高了成本。
此外，Xiao Q.Wu也提出了一套双端供电装置[Direct Self Control of InductionMachines Fed by a Double Three-Level Inverter，Xiao Q.Wu，Andreas Steimel，IEEE Trans.IE.v.44 n.4，1997]，其主电路结构和Tachahashi相同，同样需要加入零序电抗器。区别在于采用了三电平的逆变电路。文中提到他采用了基于直接转矩控制理论的控制电路和系统，但是并未描述实现方案。
目前高压变频调速技术主要面临的问题有几个：对开关器件耐压的要求、对开关器件个数的要求、对辅助装置(如电容、二极管、移相变压器)的要求，在不同的方案中，对这几个方面问题的解决程度往往是此消彼长，例如为了降低开关器件的耐压而采用多电平方案，则增加了开关器件的个数和装置，而这几个因素都直接关系到最终实现方案的成本和可靠性。发明内容
本发明的目的是提供一种可用于高压大容量电机的使用元器件少，对元器件的耐压要求较低的调速驱动装置。
本发明双端供电的基本方案为将异步电机的三相顶子绕组每端用一组变频驱动主电路进行供电，并采用数字集成电路生成PWM(脉冲宽度调制)信号对两组主电路进行控制；两端的主电路互相独立，逆变电路由开关频率超过1KHz的场控型开关器件(如IGBT)组成，整流电路采用三相不控整流电路，控制电路生成的脉宽调制信号频率固定在1KHz到20KHz范围内的一个值，不随输出频率变化。调速时对直流母线电压进行检测，针对电压的不同取值实时调整输出PWM信号的脉冲宽度，保证直流母线电压的瞬时值和PWM信号的脉冲宽度的乘积和所需的输出电压瞬时值成正比，从而做到针对较大的母线电压波动也能得到比较精确的输出电压，只要一组不控整流桥和一般取值的电容即可满足需要。
其基本结构如图4所示。
在两端逆变器直流电源相等均为Ud的情况下，经过电路分析可以得知，电机相绕组上能够得到的最大电压是4Ud/3，而电机等效的线电压得到的最大值是2Ud。这样，每边逆变器不仅开关器件上承受的最大电压只有Ud，而且电容上承受的最大电压也只有Ud。而系统所需设备只是单端供电低压逆变器所需设备在数量上简单的加倍，既不需提高耐压，也不需增加辅助电路。
这一电路结构的基本特征如下：
输出电压：
在两端接入对称的普通两电平逆变器情况下，采用这种电路结构可以在电机一相绕组上得到9种不同的输出电压，如果令两电平逆变器的直流母线电压为Ud，则这9种输出电压分别是±Ud、±4Ud/3、±2Ud/3、±Ud/3、0；而线电压可以得到5种不同的输出电平，分别是±Ud、±2Ud、0。
通过电路分析可以为上述结果作出理论解释，如果沿用单端供电逆变器驱动电机的电压空间矢量定义方法，可以得到两电平双端供电逆变器可以输出的电压矢量，一共有64个矢量，不考虑重叠的话一共有19种矢量取值。如图6所示。而线电压能够得到的电平数通过对电路进行回路分析就可以证明。
通过类似的推导可以得出，两端都是普通两电平逆变器的情况下两逆变器直流母线电压不相等同样能够得到9种相电压输出。
在两端输出均为普通三电平逆变器的情况下，相电压可以得到17种不同的输出电压，系统可以得到729个矢量。
也即双端两电平供电的效果相当于单端三电平供电，而双端三电平供电的效果就相当于单端五电平供电。在得到同样输出电平数的情况下，所用开关数相同，但是减少了很多辅助电路。输出电平数增多有助于，减少谐波含量，输出矢量增多可以增加控制灵活性，提高系统性能；或者在同等谐波含量和系统控制性能的情况下开关次数可以更少，开关频率更低，减少系统的开关损耗，提高系统效率，同时延长系统寿命。
对器件的耐压要求：
在两端两电平的情况下，如果要得到最大值2Ud的等效电机线电压输出，每边逆变器直流母线电压只需为Ud，因此每个开关器件上最多承受Ud的电压；而同样输出的单端两电平电路，虽然节省了一半的开关器件，但是每个开关器件上最多承受的电压为2Ud；同样输出的单端三电平电路使用了同样多的开关器件，虽然每个开关器件上承受电压的理论值也是Ud，但是在实际应用中考虑到中点电压可能出现的不平衡，因此每个开关器件都需要增大其使用耐压值，此外还需要增加一些辅助电路。
同样的分析可以应用于两端多电平的情况，可以得出类似的结论：即双端供电在保证了开关器件个数不增加而且减少了辅助电路的情况下，同时确保对器件的耐压需求是目前已有方案之中最小的。附图说明
图1为交—直—交拓扑结构的电压型逆变器，其中1为逆变器，2为整流桥；
图2为两电平逆变器的基本拓扑；
图3为三电平逆变器的基本拓扑；
图4为双端供电调速装置的基本拓扑，其中3为控制电路；
图5为两电平逆变器双端供电的基本拓扑；
图6为三电平逆变器双端供电的基本拓扑，其中4和5皆为三电平逆变器；
图7为不控整流桥的基本拓扑。具体实施方式
本发明的实现非常简单，普通三相异步电机都提供三相绕组两端的全部六个接线端子，以方便更改Δ/Y接法。
绕组两端可以接两电平桥臂，如图5，也可以接多电平桥臂，如图6，或者接H桥的一相逆变器；绕组两端接的逆变器桥臂可以对称，也可以不对称，逆变器直流母线电压可以相等，也可以不相等。
整流桥采用二极管构成的三相桥式整流电路，如图7所示。
在这种拓扑结构上，可以实现电机的开环VVVF控制，也可以实现闭环的高性能控制如矢量控制、直接转矩控制等。最简单的控制方法可以直接生成一端的控制信号，然后在另一端将控制周期移相半周期后施加反相的控制信号；复杂的控制方法则可以将两端的控制信号统一考虑，统一计算并加以施加。
主电路采取功率半导体构成整流电路，中间接入高耐压电解电容器，后端接入由场控高速开关器件(IGBT及其更新换代产品)构成的三相逆变电路。IGBT驱动电路采用集成驱动模块如三菱57962及其等效产品构成，其具体电路参见模块参考手册。这样在驱动电路前端接入共地的5V脉冲信号就可以驱动开关器件同步动作。
两套这样的主电路分别和独立的三相交流电源接在一起。独立的三相交流电源可以通过变压器从电网上获得。
由微处理器(单片机或者DSP)构成独立的电子电路系统，通过对微处理器编程令其控制电子电路产生对两组逆变电路上的开关器件的PWM驱动脉冲信号，采用MHz级处理速度的微处理器，令PWM信号频率达到KHz级。将脉冲信号连接到上述开关器件的驱动电路前端。