通信装置以及通信方法 【技术领域】
本发明涉及采用多载波调制解调方式的通信装置，具体地说，涉及通过DMT(Discrete multi Tone(离散多音))调制解调方式和OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex(正交频分多址))调制解调方式等，可以实现使用现有通信线路的数据通信的通信装置及通信方法。但是，本发明并不限于通过DMT调制解调方式来进行数据通信的通信装置，也可适用于通过通常通信线路，通过多载波调制解调方式及单载波解调方式来进行有线通信及无线通信的所有通信装置。背景技术
以下，说明传统的通信装置。在使用例如SS(Spread Spectrum(扩频))方式的宽带CDMA(W-CDMA：Code Division MultipleAccess(宽带码分多址))中，作为将卷积码的性能大大地提高的纠错码，而提出特播码。因为该特播码是将信息位序列进行交织的序列与已知的编码序列并列地予以编码，所以可以得到接近于香农界限的特性，成为现在最受注目的一个纠错码。在上述W-CDMA中，因为纠错码的性能可显著地左右在声音传输和数据传输中的传输特性，所以通过特播码的应用可使传输特性大幅地提高。
在此，具体地说明使用上述特播码的传统的通信装置地发射系统及接收系统的操作。图14是显示使用在发射系统的特播编码器的结构的图。在图14(a)中，101是将信息位序列予以卷积编码而输出冗余位的第1递归结构卷积编码器，102是交织器，103是将由交织器102交换后的信息位序列予以卷积编码而输出冗余位的第2递归结构卷积编码器。图14(b)是显示第1递归结构卷积编码器101及第2递归结构卷积编码器103的内部结构的图，两个递归结构卷积编码器是只输出各自的冗余位的编码器。而且在上述特播编码器所使用的交织器102中，进行随机交换信息位序列的处理。
在如上述所构成的特播编码器同时输出：信息位序列x1；通过第1递归结构卷积编码器101的处理来编码所述信息位序列x1而获得的冗余位序列x2；及通过第2递归结构卷积编码器103的处理来编码交织处理后的信息位序列而获得的冗余位序列x3。
图15是显示接收系统中所使用的特播解码器的结构的图。在图15中，111是从接收信号y1与接收信号y2来算出对数似然比的第1解码器，112及116是加法器，113及114是交织器，115是从接收信号y1与接收信号y3来算出对数似然比的第2解码器，117是去交织器，118是判断第2解码器的输出而将原来的信息位序列的推测值予以输出的判断器。还有，接收信号y1、y2、y3是分别对所述信息位序列x1、及冗余位序列x2、x3给予传输路径的噪声和衰落的影响的信号。
在如上述所构成的特播解码器中，第1解码器111首先算出由接收信号y1k与接收信号y2k所推测的推测信息位x1k’的对数似然比L(x1k’)(k表示时刻)。在此，相对于信息位x1k为0的机率来求出信息位x1k为1的机率。还有，图示的Le(x1k)是表示外部信息，La(x1k)是表示前一个外部信息的先前信息。
其次，在加法器112中，从作为所述算出结果的对数似然比算出相对第2解码器115的外部信息。还有，在第1次解码中，因为无法求出先前信息，所以La(x1k)＝0。
其次，在交织器113及114中为了使接收信号y1k与外部信息Le(x1k)吻合于接收信号y3的时刻，而执行信号的重排。其后，与第1解码器111相同，在第2解码器115中，基于接收信号y1、接收信号y3、及先前算出的外部信息Le(x1k)，算出对数似然比Le(x1k’)。因而，在加法器116中算出外部信息Le(x1k)。此时，被去交织器117重排的外部信息是作为先前信息La(x1k)而反馈于以所述第1解码器111。
最后，在特播解码器中，通过以预定的次数来反复执行上述处理，算出精度更高的对数似然比，因而，判断器118根据该对数似然比进行判断，推测原来的信息位序列。具体而言，若对数似然比例如为“L(x1k’)＞0”，则将推测信息位x1k’判断为1，若为“L(x1k’)≤0”，则将推测信息位x1k’判断为0。
而且，图16、图17、及图18是显示上述特播编码器所使用的交织器102的处理的图。在此，说明通过交织器102随机交换信息位序列的处理。
在例如W-CDMA中，作为交织器而言，一般使用复数交织器(以下，称为PIL)。该PIL具有以下3个特征。
①在N(纵轴：自然数)×M(横轴：自然数)缓冲器中进行行与列的交换。
②在行内的位交换中，使用应用素数的伪随机图案。
③依据行的交换而避免关键图案。
在此，说明关于作为传统的交织器PIL的动作。例如，交织器长度：Lturbo＝512位、N＝10、M＝P＝53(Lturbo/N≤P+1)及原始根：g0＝2时，映射图案c(i)如下述的(1)式形成。
c(i)＝(g0×c(i-)mod P…(1)
式中，令i＝1、2……、(P-2)、c(0)＝1。
因此，映射图案c(i)成为{1，2，4，8，16，32，11，22，44，35，17，34，15，30，7，14，28，3，6，12，24，48，43，33，13，26，52，51，49，45，37，21，42，31，9，18，36，19，38，23，46，39，25，50，47，41，29，5，10，20，40，27}。
而且，在PIC中，通过在每一跳读图案PPIP(j)中跳读上述映射图案c(i)进行位交换，产生j行的映射图案cj(i)。首先，为了得到{PPIP(j)}，在以下的式(2)、(3)(4)的条件下决定{qj(j＝0～N-1)}。
q0＝1……(2)
g.c.d.{qj，P-1}＝1(式中，g.c.d是最大公约数)……(3)
qj＞6、qj＞qj-1(式中，j＝1～N-1)……(4)
因此，{qj}成为{1、7、11、13、17、19、23、29、31、37}，{PPIP(j)}成为{37、31、29、23、19、17、13、11、7、1}(式中，PIP＝N-1～0)。
图16是显示根据该跳读图案PPIP(j)分别跳读映射图案c(i)的结果，即以各个跳读图案来重排各行的结果的图。
因而，图17是显示把交织长度Lturbo＝512位的数据映射到上述重排后的映射图案时数据配置的图。在此，分别向第1行映射数据{0～52}、向第2行映射数据{53～105}、向第3行映射数据{106～158}、向第4行映射数据{159～211}、向第5行映射数据{212～264}、向第6行映射数据{265～317}、向第7行映射数据{318～370}、向第8行映射数据{371～423}、向第9行映射数据{424～476}、向第10行映射数据{477～529}。
最后，图18是显示最终的重排图案的图。在此，根据预定的规则，如图18的数据配置所示地进行行间的交换，生成最终的重排图案(在此，使各行的顺序号码相反)。因而，在PIL中将所生成的重排图案以列为单位、即纵向读出。
如此一来，通过使用PIL作为交织器，可提供在广范围的交织长度(例如，Lturbo＝257～8192 bit)，来产生良好的加权分布的码字的特播码。
图19是显示以使用含有上述PIL的传统的特播编码器及特播解码器的场合时的BER(bit error rate(误码率))特性的图。如图所示，随着SNR变高，BER特性提高。例如，如图19，用BER判断特播编码的性能时，特播编码后的「最小哼声加权Wmin」影响高SNR的BER，具体而言，众所周知只要最小哼声加权小，则差错平缓区域(BER的下落变为平缓的区域)的BER变高。
还有，最小哼声加权是指图14所示的序列(x1、x2、x3)所取得的各图案的‘1’的个数的最小值。因此，例如，码字为x1＝…0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0…x2＝…0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0…x3＝…0 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0…在显示‘1’的个数的最小值的图案的场合时，该特播编码器的最小哼声加权是Wmin＝7。式中，x1是表示编码器的输入数据序列，x2、x3是表示来自编码器的输出数据序列。
如此而来，在传统的通信装置中，通过应用特播码作为纠错码，即使在根据调制方式的多值化而信号间距离变近的场合时，也可大幅地提高声音传输和数据传输中的传输特性，而得到比已知的卷积编码更优越的特性。
而且，在传统的通信装置中，对所有的输入信息序列(在具有多条信息位序列的场合时是对于其所有的序列)实施特播编码，而且，在接收侧将被编码的所有的信号予以特播解码，其后，执行软判断。具体而言，例如，若为16QAM则对4位的所有的数据(0000～1111：4位星座)、若为256QAM则对8位的所有的数据执行判断。
然而，在采用上述的特播编码的传统的通信装置中，在图14(b)所示的传统的特播编码器中使用的编码器(相当于递归结构卷积编码器)及交织器尚有改善的余地，很难说使用如该传统的编码器及交织器的特播码会得到接近于香农界限的最佳的传输特性，即最佳的BER特性。
而且，因为上述传统的特播编码器是专门化成1系统信息位序列，所以会有无法应付2系统信息位序列的问题。
因此，本发明是可适用于所有使用多载波调制解调方式及单载波调制解调方式的通信。而且，以提供与传统技术相比可以实现BER特性的大幅提高的通信装置及通信方法作为目的。发明内容
本发明的通信装置采用特播编码器，该特播编码器包括：第一递归结构卷积编码器，用于将2系统信息位序列进行卷积编码而输出第一冗余数据；及第二递归结构卷积编码器，用于将交织处理后的所述信息位序列进行卷积编码而输出第二冗余数据，而且，其特征在于，所述特播编码器包括交织器，用于在「M(横轴：素数)＝2m+1」×「N(纵轴：自然数)＝2m+1」的输入缓冲器内存储所述信息位序列(m为整数)，将使用所述素数所产生的特定的(M-1)位的随机序列以行为单位各移位一位，产生(M-1)种随机序列，而且把最小值映射到所有的随机序列中各行的第M位，并使第N行的映射图案与第一行相同，而产生M×N的映射图案，把交织长度的信息位序列映射到所述M×N的映射图案；及将所述映射后的信息位序列以列为单位读出，并对所述第二递归结构卷积编码器输出。
另外，本发明的通信装置中，其特征在于，在将所述2系统信息位序列存储于输入缓冲器的场合时，所述交织器至少替换任何一方的行，使它们的信号点间距离不为0。
另外，本发明的通信装置中，其特征在于，所述交织器在(M-1)×(N-1)的缓冲器内形成拉丁方图案，作为所述(M-1)种随机序列。
另外，本发明的通信装置中，其特征在于，所述交织器决定N，使其满足「N(纵轴：自然数)≥2m+1」。
另外，本发明的通信装置中，其特征在于，所述交织器把最大值映射到所述素数(M-1)种的随机序列的所有的行的开始，并使第N行的映射图案与第一行相同，以产生M×N的映射图案。
另外，本发明的通信方法，是在特播编码器内重排2系统信息位序列，其特征在于包括：位序列存储步骤，用于在例如「M(横轴：素数)＝2m+1」×「N(纵轴：自然数)＝2m+1」的输入缓冲器内存储所述信息位序列；映射图案生成步骤，将使用所述素数所产生的特定的(M-1)位的随机序列以行为单位各移位一位，以产生(M-1)种随机序列，而且把最小值映射到所有的随机序列中的各行的第M位，并使第N行的映射图案与第一行相同，以产生M×N的映射图案；映射步骤，把交织长度的信息位序列映射到所述M×N的映射图案上；及位序列读出步骤，将所述映射后的信息位序列以列为单位读出。
另外，本发明的通信方法中，其特征在于，在所述位序列存储步骤中，在将所述2系统信息位序列存储于输入缓冲器的场合时，至少替换任何一方的行，使它们的信号点间距离不为0。
另外，本发明的通信方法中，其特征在于，在所述映射图案生成步骤中，在(M-1)×(N-1)的缓冲器内形成拉丁方图案作为所述(M-1)种随机序列。
另外，本发明的通信方法中，其特征在于，决定N，使其满足「N(纵轴：自然数)≥2m+1」。
另外，本发明的通信方法中，其特征在于，在所述映射图案生成步骤中，把最大值映射到所述素数(M-1)种的随机序列的所有的行的开始，并使第N行的映射图案与第一行相同，以产生M×N的映射图案。附图说明
图1是显示在本发明的通信装置中所使用的编码器及解码器的结构的图。
图2是显示本发明的通信装置的发射系统的结构的图。
图3是显示本发明的通信装置的接收系统的结构的图。
图4是显示各种数字调制的信号点配置的图。
图5是显示特播编码器的结构的图。
图6是显示与图5(b)的递归结构卷积编码器构成相同编码的递归结构卷积编码器的一例的图。
图7是显示使用本发明的特播编码器来解码发送数据的场合时的BER特性、及使用传统特播解码器来解码发送数据的场合时的BER特性的图。
图8是显示在采用某特定大小的交织器的场合中，本发明的特播编码器的最小哼声加权及在传统的特播编码器的最小哼声加权的图。
图9是显示交织器内的u1输入缓冲器的排列的图。
图10是显示交织器内的u2输入缓冲器的排列的图。
图11是显示行单位的重排图案的图。
图12是显示向重排图案映射输入数据序列u1的场合时的数据排列的图。
图13是显示向重排图案映射输入数据序列u2的场合时的数据排列的图。
图14是显示使用在发射系统的传统的特播编码器的结构的图。
图15是显示使用在接收系统的传统的特播解码器的结构的图。
图16是显示使用在传统的特播编码器的交织器的处理的图。
图17是显示使用在传统的特播编码器的交织器的处理的图。
图18是显示使用在传统的特播编码器的交织器的处理的图。
图19是显示使用传统的特播编码器及特播解码器的场合时的误码率特性的图。本发明的最佳实施例
以下，根据附图详细说明本发明的通信装置的实施例。还有，本发明不只限于该实施例。实施例一
图1是显示在本发明的通信装置所用的编码器(特播编码器)、及解码器(特播解码器、硬判断器和R/S(里德索罗蒙码)解码器的组合)的结构的图，详细而言，图1(a)是显示本实施例中的编码器的结构的图，图1(b)是显示本实施例中的解码器的结构的图。
在本实施例的通信装置中，包括上述编码器及解码器两方面的结构，通过具有高精度的数据纠错能力，可以在数据通信及声音通信中得到优越的传输特性。还有，在本实施例中，虽然括有上述两方面的结构，但为了便于说明起见，也可假设成只包括例如两个当中的编码器的发射机，或假设成只包括解码器的接收机。
而且，在图1(a)的编码器中，1是通过采用特播编码作为纠错码而可得到接近于香农界限的性能的特播编码器，例如，在特播编码器1中，对于2位的信息位输入，则输出2位的信息位与2位的冗余位。而且，在此，产生各冗余位使得在接收侧对于各信息位的修正能力变得均一。
一方面，在图1(b)的解码器中，11是从接收信号Lcy(相当于后述的接收信号y2、y1、ya)算出对数似然比的第一解码器，12及16是加法器，13及14是交织器，15是从接收信号Lcy(相当于后述的接收信号y2、y1、yb)算出对数似然比的第二解码器，17是去交织器，18是判断第一解码器11的输出并输出原来的信息位序列的推测值的第一判断器，19是解码里德索罗蒙码并输出精度更高的信息位系列的第一R/S解码器，20是判断第二解码器15的输出而输出原来的信息位序列的推测值的第二判断器，21是解码里德索罗蒙码而输出精度更高的信息位序列的第二R/S解码器，22是硬判断Lcy(相当于后述的接收信号y3、y4……)并输出原来的信息位序列的推测值的第三判断器。
在此，在说明上述编码器及解码器的动作之前，根据图面来简单说明本发明的通信装置的基本动作，例如，作为使用DMT(DiscreteMulti Tone)调制解调方式进行数据通信的有线系统数字通信方式，有使用既设的电话线路来执行数百万位/秒的高速数字通信的ADSL(Asymmetric Digital Subscriber Line(非对称数字用户线路))通信方式、及HDSL(high-bit-rate Digital Subscriber Line(高比特率数字用户线路))通信方式等的xDSL通信方式。还有，该方式是按ANSI的T1.413等标准化的方式。以下，关于本实施例的说明，是指采用可适用于例如上述ADSL的通信装置。
图2是显示本发明的通信装置的发射系统的结构的图。在图2中，在发射系统中是在多工/同步控制(相当于图示的MUX/SYNCCONTROL)41中对发送数据进行多工化，对于被多工化的发送数据，在循环冗余检查(相当于CRC：Cyclic redundancy check)42、43中附加纠错码，而且，在前向纠错(SCRAM&FEC)44、45中执行FEC用码的附加及加密处理。
还有，从多工/同步控制41至音调排序处理49为止有两条通路，一个是含有交织处理(INTERLEAVE)46的交织数据缓冲器(Interleaved Data Buffer)通路，另一个是不含交织器的快速数据缓冲器(Fast Data Buffer)通路，在此，执行交织处理的交织数据缓冲器通路的延迟变大。
其后，发送数据是在速率转换器(相当于RATE-CONVERTOR)47、48中进行速率转换处理，并在音调排序处理(相当于TONEORDERRING)49中进行音调排序处理。因而，基于音调排序处理后的发送数据，在星座编码器/增益调整(相当于CONSTELLATIONAND GAIN SCALLING)50中做成星座数据，在逆快速傅立叶变换部(IFFT：Inverse Fast Fourier transform)51中执行逆快速傅立叶变换。
最后，在输入并行/串行缓冲器(相当于INPUTPARALLELL/SERIAL BUFFER)52中将傅立叶变换后的并行数据转换成串行数据，并在模拟处理/数字-模拟转换器(相当于ANALOGPROCESSING AND DAC)53中将数字波形转换成模拟波形，在执行滤波处理后，将发送数据发送到电话线路上。
图3是显示本发明的通信装置的接收系统的结构的图。在图3中，在接收系统中是对接收数据(所述的发送数据)，在模拟处理/模拟-数字转换器(相当于图示的ANALOG PROCESSING ANDADC)141中执行滤波处理后，将模拟波形转换成数字波形，并在时域均衡器(相当于TEQ)142中进行时域的适应均衡处理。
执行了时域的适应均衡处理的数据，在输入串行/并行缓冲器(相当于INPUT SERIAL/PARALLEL BUFFER)143中从串行数据转换成并行数据，并在快速傅立叶变换部(相当于FFT：Fast Fouriertransform)144中对该并行数据执行快速傅立叶变换，其后，在频域均衡器(相当于FEQ)145中执行频域的适应均衡处理。
然后，执行了频域的适应均衡处理的数据，通过在星座解码器/增益调整(相当于CONSTELLATION DECODER AND GAINSCALLING)146及音调排序处理(相当于TONE ORDERRING)147中执行解码处理(最大似然解码法)及音调排序处理来转换成串行数据。其后，执行依据速率转换器(相当于RATE-CONVERTOR)148、149的速率转换处理、依据去交织处理(相当于DEINTERLEAVE)150的去交织处理、依据前向纠错(相当于DESCRAM&FEC)151、152的FEC处理与加密处理、以及依据循环冗余检查(相当于cyclicredundancy check)153、154的循环冗余检查等的处理，最后从多工/同步控制(相当于MUX/SYNC CONTROL)155再生接收数据。
在如上述的通信装置中，在接收系统和发射系统里分别包括两个通路，通过分开使用该两个通路，或通过同时使该两个通路动作，可实现低传输延迟及高速率的数据通信。
还有，在如上述构成的通信装置中，图1(a)所示的编码器是位于上述发射系统里的星座编码器/增益调整50，而图1(b)所示的解码器是位于上述接收系统的星座解码器/增益调整146。
以下，根据附图详细说明本实施例中的编码器(发射系统)及解码器(接收系统)的动作。首先，说明图1(a)所示的编码器的动作。还有，在本实施例中，采用例如16QAM方式作为多值正交调幅调制(QAM：Quadrature Amplitude Modulation)。而且，在本实施例的编码器中，与对所有的输入数据(4位)执行特播编码的传统技术有所不同，如图1(a)所示，只对输入数据的低2位实施特播编码，而对于其他高位则将输入数据照旧予以输出。
在此，说明只对输入数据的低2位执行特播编码的理由。图4是显示各种数字调制的信号点配置的图，详细而言，图4(a)为4相PSK(Phase Shift Keying)方式的信号点配置，(b)为16QAM方式的信号点配置，(c)为64QAM方式的信号点配置。
例如，在上述所有的调制方式的信号点配置中，接收信号点为a或b的位置的场合时，通常在接收侧通过软判断来推测最确实的数据作为信息位序列(发送数据)。即，将与接收信号点的距离最接近的信号点判断为发送数据。然而，此时只要着眼于图4的接收信号点a及b，即可了解到即使于任何场合时(相当于图4(a)(b)(c))，最接近于接收信号点的4点的低2位为(0，0)(0，1)(1，0)(1，1)。在此，在本实施例中，对于特性有劣化可能性的4个信号点(即，信号点间距离为最接近的4点)的低2位，实施具有优越的纠错能力的特播编码，在接收侧执行硬判断。一方面，对于特性劣化可能性低的其他高位，照旧予以输出，构成在接收侧执行硬判断的结构。
因此，在本实施例中，可使提高具有随着多值化而劣化的可能性的特性，再者，因为只对发送信号的低2位实施特播编码，所以与将所有的位作为特播编码的对象的传统技术相比较，可大幅削减运算量。
接着，对所输入的低2位的发送数据u1、u2实施特播编码，并说明图1(a)所示的特播编码器1的动作。例如，图5是显示特播编码器1的结构的图，详细而言，图5(a)为显示特播编码器1的方框结构的图，而图5(b)为显示递归结构卷积编码器的电路结构的一例的图。还有，在此，虽然在这里作为递归结构卷积编码器采用了图5(b)的结构，但并不限于此，例如，也可使用与传统技术相同的递归结构卷积编码器、及其他的已知的递归结构卷积编码器。
在图5(a)中，31是将相当于信息位序列的发送数据u1、u2予以卷积编码而输出冗余数据ua的第一递归结构卷积编码器，32和33是交织器，34是将交织处理后的数据u1t、u2t予以卷积编码而输出冗余数据ub的第二递归结构卷积编码器。在特播编码器1中同时输出发送数据u1、u2；通过第一递归结构卷积编码器31的处理对所述发送数据u1、u2进行编码而获得的冗余数据ua；及通过第二递归结构卷积编码器34的处理对交织处理后的数据u1t、u2t进行编码而获得(与其他数据在不同时刻)的冗余数据ub。
而且，在图5(b)所示的递归结构卷积编码器中，61、62、63、64是延迟器，65、66、67、68、69是加法器。在此递归结构卷积编码器中，第1级的加法器65将所输入的发送数据u2(或数据u1t)及被反馈的冗余数据ua(或冗余数据ub)相加并输出，第2级的加法器66将所输入的发送数据u1(或数据u2t)及延迟器61的输出相加并输出，第3级的加法器67将所输入的发送数据u1(或数据u2t)、发送数据u2(或数据u1t)、及延迟器62的输出相加并输出，第4级的加法器68将所输入的发送数据u1(或数据u2t)、发送数据u2(或数据u1t)、及延迟器63的输出、及被反馈的冗余数据ua(或冗余数据ub)相加并输出，最终一级的加法器69将所输入的发送数据u2(或数据u1t)、及延迟器64的输出相加，最终输出冗余数据ua(冗余数据ub)。
在特播编码器1中，在各冗余位的加权上不产生偏差，使得在使用冗余数据ua、ub的接收侧的发送数据u1、u2的推测精度可变得均一。即，为了使发送数据u1、u2的推测精度得以均一化，而将例如发送数据u2输入第一递归结构卷积编码器31中的加法器65、67、68、69(参考图5(b))，并将实施交织后的数据u2t输入第二递归结构卷积编码器34中的加法器66～68，另一方面，将发送数据u1输入第一递归结构卷积编码器31中的加法器66～68，通过将实施交织后的数据u1t输入第二递归结构卷积编码器34中的加法器65、67、68、69，使得在发送数据u1的序列与发送数据u2的序列之间，通到输出为止的延迟器的数目相同。
如此而来，在使用图1(a)所示的编码器的场合时，作为交织的效果而言，可以提高对突发的数据差错的纠错能力，再者，通过将发送数据u1的序列的输入与发送数据u2的序列的输入在第一递归结构卷积编码器31与第二递归结构卷积编码器34之间替换，可以使接收侧的发送数据u1和u2的推测精度得以均一化。
还有，图6是显示构成与图5(b)的递归结构卷积编码器相同编码的递归结构卷积编码器的一例的图。因此，即使将图5(b)所示的递归结构卷积编码器替换成图6的电路结构的场合时，也可得到与上述同样的效果。
在图6所示的递归结构卷积编码器中，71、72、73、74是延迟器，75、76、77、78是加法器。该递归结构卷积编码器中，第1级的加法器75将所输入的发送数据u1(或数据u2t)及延迟器71的输出相加并输出；第2级的加法器76将所输入的发送数据u1(或数据u2t)、发送数据u2(或数据u1t)、及延迟器72的输出相加并输出；第3级的加法器77将所输入的发送数据u1(或数据u2t)、延迟器73的输出、及被反馈的延迟器74的输出相加并输出；而最终一级的加法器78将所输入的发送数据u2(或数据u1t)及延迟器74的输出相加，最终输出冗余数据ua(冗余数据ub)。
其次，说明图1(b)所示的解码器的动作。还有，本实施例中，以采用例如为16QAM方式作为多值正交调幅调制(QAM)的场合加以说明。而且，在本实施例的解码器中，对接收数据的低2位实施特播解码，并通过软判断来推测原来的发送数据，而对其他高位则通过第3判断器22来硬判断接收数据，以推测原来的发送数据。其中，接收信号Lcy：y4、y3、y2、y1、ya、yb是分别向所述发送侧的输出：u4、u3、u2、u1、ua、ub给予传输路径的噪声和衰落的影响的信号。
首先，在接收了接收信号Lcy：y2、y1、ya、yb的解码器中，第1解码器11抽出接收信号Lcy：y2、y1、ya，算出从这些接收信号所推测的信息位(相当于原来的发送数据u1k、u2k)u1k’、u2k’的对数似然比L(u1k’)、L(u2k’)(k是表示时刻)。即，在此，可求出相对于u2k为0的机率，u2k为1的机率、及相对于u1k为0的机率，u1k为1的机率。还有，在以下的说明是将u1k、u2k简称为uk，将u1k’、u2k’简称为uk’。
在图1(b)中，Le(uk)表示外部信息，La(uk)表示作为前一个外部信息的先前信息。还有，作为算出对数似然比的解码器，虽然多为使用已知的最大事后机率解码器(MAP算法：Maximum A-Posteriori)，但也有使用例如已知的Viterbi解码器。
其次，在加法器12中，从作为所述算出结果的对数似然比，算出对于第2解码器15的外部信息Le(uk)。在第1次解码中，因为无法求取先前信息，所以La(uk)＝0。
其次，在交织器13及14中，对接收信号Lcy与外部信息Le(uk)进行信号的重排。因而，在第2解码器15中，与第1解码器11同样，根据接收信号Lcy、及先前算出的先前信息La(uk)算出对数似然比L(uk’)。
其后，在加法器16中，与加法器12一样，算出外部信息Le(uk)。此时，在去交织器17中重排的外部信息作为先前信息La(uk)而被反馈至所述第1解码器11。
因而，在上述特播解码器中，通过将上述处理反复执行预定的次数(叠代次数)，而算出精度更高的对数似然比，因而，第1判断器18及第2判断器20根据该对数似然比进行信号的判断，来推测原来的发送数据。具体而言，例如，对数似然比若为“L(uk’)＞0”，则将推测信息位uk’判断为1，若为“L(uk)≤0”，则将推测信息位uk’判断为0。还有，关于同时接收的接收信号Lcy：y3、y4…，则使用第3判断器22做硬判断。
最后，在第一R/S解码器19及第二R/S解码器21中以预定的方法来执行使用里德索罗蒙编码的差错校验，而在判断推定精度超过某特定基准的阶段使上述反复处理结束。因而，使用里德索罗蒙编码来执行所述被各判断器所推测的原来的发送数据的纠错，而输出推测精度更高的发送数据。
在此，以具体例来说明依据第一R/S解码器19及第二R/S解码器21推测原来发送数据的方法。这里举出3个具体例子。第1方法为每次以第1判断器18或第2判断器20来推测原来发送数据时，对应的第一R/S解码器19、或第二R/S解码器21则交互执行差错的检查，在任一方的R/S解码器判断为「无差错」的阶段使上述依据特播编码器的反复处理结束，因而，使用里德索罗蒙编码来执行所述所推测的原来的发送数据的纠错，而输出推测精度更高的发送数据。
另外，第2方法是每次以第1判断器18或第2判断器20来推测原来发送数据时，对应的第一R/S解码器19、或第二R/S解码器21交互执行差错的检查，在两方的R/S解码器均判断为「无差错」的阶段使上述依据特播编码器的反复处理结束，因而，使用里德索罗蒙编码来执行所述所推测的原来的发送数据的纠错，而输出推测精度更高的发送数据。
另外，第3方法用以改善这样的问题，即当上述第1及第2方法中判断为「无差错」，在没有实施反复处理的场合时错误地进行了纠错的问题，例如，实施预先所决定的预定次数的反复处理，将误码率降低到某一程度后，用里德索罗蒙编码进行所述所推测的原来的发送数据的纠错，输出推测精度更高的发送数据。
这样，在使用图1(b)所示的解码器的场合时，即使在随着调制方式的多值化而增大星座的情形，也可以通过具备：特播解码器，用以实施对有特性劣化可能性的接收信号的低2位的软判断处理及依据里德索罗蒙编码的纠错；以及判断器，对接收信号中的其他位执行硬判断，从而可能实现计算量多的软判断处理的削减、及良好的传输特性。
而且，通过使用第一R/S解码器19及第二R/S解码器21来推测发送数据，可降低叠代次数，进一步削减计算量多的软判断处理及其处理时间。还有，如在随机差错和突发差错混在一起的传输路径中，通过执行以码为单位的纠错的R-S码(里德索罗蒙)和其他已知纠错码等的并用而得到优越的传输特性。
其次，比较使用本发明的特播编码器解码发送数据的场合时的BER(bit error rate)特性与使用传统的特播编码器解码发送数据的场合时的BER特性。图7是显示两者BER特性的图。例如，在使用BER来判断特播编码的性能的场合时，特播编码后的「最小哼声加权Wmin」对高SNR的BER给予影响。即，众所周知只要最小哼声加权一变小，则差错平缓区域(BER的下降变为平缓的区域)的BER变高。因此，可了解在高Eb/No区域、即在差错平缓区域中，最小哼声加权Wmin对BER特性的影响最大。因而，这里，作为各编码器的性能比较的指标，采用特播码码字的最小哼声加权。
另外，图8是显示在采用某特定的交织器的场合时，本发明的特播编码器的最小哼声加权与传统的特播编码器的最小哼声加权的图。该最小哼声加权是将被输入的哼声加权为‘2’及‘3’的信息位序列在所有图案进行特播编码后，求得所编码的序列的哼声加权中的最小值。
从图7及图8中的比较研讨结果，可知最小哼声加权大、差错平缓区域的BER特性低，图1所示的特播编码器的性能明显地比传统技术优越。
因此，特播编码器1所使用的递归结构卷积编码器(编码器)中，例如，如图5(b)及图6所示，采用将发送数据的任一方的序列输入到最终一级的加法器的形式，从而能够对冗余数据更强地反映发送数据的影响。即，比起传统技术来可大幅地提高在接收侧的解调特性。
以上，至此为止的说明中，在传统的特播解码器与图1所示的特播解码器的两方，以使用同一交织器作为前提，通过递归结构卷积编码器的不一样使在接收侧的解调特性得以提高。在以下的说明中，通过使用本实施例的交织器，进一步大幅地提高在接收侧的解调特性，而得到近于香农界限的最佳传输特性，即，最佳BER特性。
例如，图9、图10、图11、图12、及图13显示使用在图5(a)所示特播解码器中的交织器32、33的处理的图。具体而言，图9是显示在图5(a)的交织器32内的u1输入缓冲器的配置的图，图10是显示交织器33内的u2缓冲器的配置的图，图11是显示以行为单位的重排图案的图，图12是显示把输入数据序列u1映射到重排图案的场合时的数据排列的图，图13是显示把输入数据序列u2映射到重排图案的场合时的数据排列的图。
在此，说明使用如图所示般执行位重排的交织器32、33随机替换信息位序列的处理。还有，关于交织器以外的结构，因为与所述相同，所以给予同一符号并省略其说明。
本实施例的交织器执行以下四个处理。
①在17(M：横轴)×17(N：纵轴)的输入缓冲器(289位)内存储信息位序列(参考图9及图10)。
②将使用素数而产生的特定的16位随机序列以行为单位每一列地依顺序进行移位，产生16种的随机序列。在所有的随机序列的第17位映射0，并使第17行的映射图案与第一行相同，产生17(M)×17(N)的映射图案(参考第11图)。
③在如上述生成的17(M)×17(N)的映射图案中，映射交织长度的信息位序列(参考图12、及图13)。
④以列为单位读出被映射的信息位序列，并对各递归结构卷积编码器输出。
以下，详细说明上述各处理的动作。首先，将横轴的位数定为M＝17及纵轴的位数定为N＝17的理由、也就是将映射图案定为17位的理由加以说明。例如，在递归结构卷积编码器中，依据延迟器(一般称呼为存储器)的数目，以某特定的间隔产生自终结图案。具体而言，在2系统信息位序列的场合时，以最大2m-1间隔产生自终结图案(输出无限地成为0的输入图案)。还有，m是表示存储器数目。
在使用图5(b)所示的递归结构卷积编码器的场合时，例如，设信息位序列u1为{1(第1位)、0、0、0、0、0、0、0、0、0、0、0、0、0、0、1(第16位)、…(以下假设为0)}、设信息位序列u2为全0，则产生自终结图案，17位以下无限地输出0，使得在接收机侧的解调特性劣化。
在此，本实施例中，进行位的重排，使得在第一递归结构卷积编码器31及第二递归结构卷积编码器34的任何一方一定可以避免自终结图案。
为了在上述编码器的任何一方避免自终结图案，必需使输入缓冲器的横轴M≥2m+1，而且行(M)与列(N)均为随机图案，而且，为了产生使用计算式(1)的随机图案，M必须为素数，所以在本实施例中，使输入缓冲器的横轴M、也就是映射图案的位数是满足「M≥2m+1且为素数」的值。而且，通常在交织器中，从将使用随机图案重排后的信息位序列以列为单位进行读出的观点看来，即使在纵轴为了必须避免自终结图案，而使纵轴为「N≥2m+1(非素数也可)」。因此，在如图5(b)的所示的延迟器使用4个递归结构卷积编码器的场合时，成为M≥17的素数、及N≥17(在本实施例M＝17、N＝17)。
其次，在交织器32及33中，在如上述所决定的17(M)×17(N)的输入缓冲器(289位)内存储信息位序列。此时，因为向本实施例的特播编码器输入2系统信息位序列，所以2系统信息位序列的信号点间距离可不成为0，如图9及图10的所示，至少替换任何一方的行。作为具体的替换方法，如，求得信息位序列u1与信息位序列u2的距离为1行～16行的场合时的所有信号间距离，然后从中决定可得到最佳传输特性的u1及u2间的距离，并替换至少任何一方的行。
其次，在交织器32及33中，产生使用素数所产生的特定的16位随机序列。具体而言，例如，作成交织长度：Lturbo＝289位、N＝17、M＝P＝17、原始根：go＝3，并使用所述的式(1)来作成随机图案(随机序列)：C。其结果为，随机图案C成为{1、3、9、10、13、5、15、11、16、14、8、7、4、12、2、6}。
因而，如图11的所示，将随机图案以行为单位依顺序(向左)各移位一位，产生16种的随机序列。具体而言，通过形成拉丁方图案(16×16)，所有的行和列均成为随机序列。因而，通过将16种的随机序列的第17位映射成0，而产生17(M)×16的映射图案，而且，并使第17行的映射图案与第一行相同，从而产生17(M)×17(N)映射图案。因此，与为了产生伪随机图案而复杂化计算式的传统技术相比较，可以以简单的结构来实现交织器。
其次，在交织器32及33中，把交织长度(在本实施例是289位)的信息位序列映射到如上述般产生的17(M)×17(N)的映射图案上。即，如图12及图13的所示，使用17(M)×17(N)的映射图案，以行为单位，进行输入缓冲器内的信息位序列的替换。
最后，在交织器32及33中，如图12及图13所示，将被映射的信息位序列以列为单位读出，对各递归结构卷积编码器输出。
这样，在本实施例中，由于包括这样的交织器，用以通过在「M≥2m+1且为素数」×「N≥2m+1」的输入缓冲器内存储信息位序列、使用素数所产生的特定的(M-1)位的随机序列以行为单位各移位一位，而产生(M-1)种的随机序列，并把信息位序列映射到从该(M-1)种的随机序列所产生的M×N的映射图案上，而且，在第一递归结构卷积编码器31及第二递归结构卷积编码器34的任何一方都可以避免自终结图案，所以可大幅提高纠错能力。因此，因为可大幅提高在接收侧的解调特性，所以可得到接近于香农界限的最佳传输特性、即最佳BER特性。
还有，在本实施例中，虽是以列为单位读出映射到17(M)×17(N)的映射图案的信息位序列，但不限于此，因为N为「N≥2m+1」，所以也可如N＝18、19、20、……般地以自然数来增加。因此，可提高交织长度的灵活性。而且，虽无法如上述般地提高交织长度的灵活性，但也可以在满足「M≥2m+1且为素数」的范围内来变更M(例如为19、23、29……)。
还有，在本实施例中，虽是如上述般地将映射图案的第17位为全0(对应各行的信息位序列的开始位)来执行终端处理，但不限于此，相反地，也可以令映射图案的第1位为17(对应各行信息位序列的末位)，而在第2位以下形成16×16的拉丁方图案。因此，因为交织前作为末位被读出的信息位序列的第289位，在交织实施后可在开始的行读出，所以确实可增加卷积后的奇偶性。
如以上所做的说明，根据本发明，由于包括这样的交织器，用以通过在「M≥2m+1且为素数」×「N≥2m+1」的输入缓冲器内存储信息位序列、使用素数所产生的特定的(M-1)位的随机序列以行为单位各移位一位，而产生(M-1)种的随机序列，并把信息位序列映射到从该(M-1)种的随机序列所产生的M×N的映射图案上，而且，在第一递归结构卷积编码器31及第二递归结构卷积编码器34的任何一方均可以避免自终结图案，所以可大幅提高纠错能力。因此，可达成大幅提高接收侧的解调特性，得到接近于香农界限的最佳传输特性、即最佳BER特性的效果。
另外，根据本发明，通过求得2系统信息位序列的距离为1行～(N-1)行的场合时的所有的信号间距离，而达到从中获得可选择的最佳传输特性的通信装置的效果。
另外，根据本发明，可达到与为了产生伪随机图案而复杂化计算式的传统技术相比较，能够以简单的结构实现交织器的通信装置的效果。
另外，根据本发明，可达到能够提高交织长度的灵活性的通信装置的效果。
另外，根据本发明，因为交织前作为末位而被读出的信息位序列的(M×N)位，在交织实施后可在开始的行读出，所以可达到能够确实增加卷积后的奇偶性的通信装置的效果。
另外，根据本发明，由于包括这样的交织器，用以在「M≥2m+1且为素数」×「N≥2m+1」的输入缓冲器内存储信息位序列、使用素数所产生的特定的(M-1)位的随机序列以行为单位各移位一位，而产生(M-1)种的随机序列，并向从该(M-1)种的随机序列所产生的M×N的映射图案映射信息位序列，而且，在第一递归结构卷积编码器31及第二递归结构卷积编码器34的任何一方均可以避免自终结图案，所以可大幅提高纠错能力。因此，可达成大幅提高在接收侧的解调特性，得到接近于香农界限的最佳传输特性、即最佳的BER特性的效果。
另外，根据本发明，通过求得2系统信息位序列的距离为1行～(N-1)行的场合时的所有的信号间距离，而达到的从中获得可选择的最佳传输特性的效果。
另外，根据本发明，可达到与为了产生伪随机图案而复杂化计算式的传统技术相比较，能够以简单的结构实现交织器的效果。
另外，根据本发明，可达到能够提高交织长度的灵活性的效果。
另外，根据本发明，因为交织前作为末位而被读出的信息位序列的(M×N)位，在交织实施后可在开始的行读出，所以可达到能够确实增加卷积后的奇偶性的效果。
(产业上的可利用性)
如上所述，本发明的通信装置及通信方法是通过DMT(DiscreteMulti Tone)调制解调方式和OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplex)调制解调方式，适用于使用现有通信线路的数据通信。