数字接收器的传输模式侦测器及侦测方法 本发明涉及数字广播接收系统的传输领域，尤其是相容于ETS 300 401标准的一种数字接收器的传输模式侦测器及侦测方法。
根据ETS 300 401的标准，每个传输资料框(transmission frame)包含一个空白符元(null symbol)以及复数个接续的OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplex)符元。接收系统必须先侦测(detect)到空白符元的出现，来指示广播声音信号的出现。且，所侦测到的空白符元的时序亦作为同步信号(synchronization signal)。对于不同的广播网络，ETS 300 401标准定义出四种传输模式。例如，传输模式I一般使用于都市区域的地面广播，而使用卫星广播的系统一般使用传输模式II或IV。表一为四种模式地系统参数规格。
表一参数模式I模式II模式III模式IV L 76 76 153 76 K 1536 384 192 768 TF 96ms 24ms 24ms 48ms TNULL -1.29ms -324us -168us -648us Ts -1.246ms -312us -156us -623us Tu 1ms 250us 125us 500us Tgi -246us -62us -31us -123us
系统参数，例如每个OFDM符元的载波数(K)、每个传输资料框的符元数(L)、以及符元期间(Ts)等等，在不同模式是不同的。由于接收系统没有传输模式的信息时无法完整地对收到的资料解码，因此接收系统在解调变以及解码前必须先侦测传输资料框的模式。
为克服上述现有技术的缺陷，特提出本发明的数字接收器的传输模式侦测器及侦测方法，其目的是提供一种可快速侦测传输资料框的传输模式、且结构简单的传输模式侦测器。
为达成上述目的，本发明的数字接收器的传输模式侦测器包含：一用于接收射频信号并产生中频信号的射频调谐器；一过滤前述中频信号，并产生概略的封包波形的封包侦测器；一将前述概略的封包波形切换成高位准或低位准的状态，并产生二位元序列信号的切换器；一将前述二位元序列信号的杂讯移除，并产生封包信号的杂讯移除器；一将前述中频信号取样后数字化，并产生数字信号的模拟数值转换器；一从前述数字信号中取出OFDM符元的同相及垂直信号的I/Q正交解多工器；一根据前述封包信号的周期及OFDM符元的自关联性来侦测传输模式的模式侦测单元。
其中所述封包侦测器包含：一二极管，正端接收中频信号；一电阻电容网络，一端连接于二极管的负端，另一端接地。且本发明的切换器为一比较器，其正端连接于二极管的负端，而该比较器的负端连接一参考电压，并产生封包波形。
本发明的数字接收器的传输模式侦测方法包含下列步骤：
接收射频信号并产生中频信号；
过滤前述中频信号，并产生概略的封包波形；
将前述概略的封包波形切换成高位准或低位准状态，并产生二位元序列信号；
将前述二位元序列信号的杂讯移除，并产生封包信号；
将前述中频信号取样并数字化，并产生数字信号；
从前述数字信号中取出OFDM符元的同相及垂直信号；以及
传输模式侦测步骤，根据前述封包信号的周期及OFDM符元的自关联性来侦测传输模式。
使用本发明的数字接收器的传输模式侦测器及侦测方法，可以使接收系统从接收到的射频信号中就能快速侦测到传输资料框的模式，从而完整、及时地对收到的资料进行解码。
下面是本发明的附图：
图1显示本发明的数字接收器的传输模式侦测器的结构方块图；
图2所示为封包侦测器30与切换器40的电路图的实施例；
图3为杂讯移除器的结构图；
图4为模式侦测单元的部份流程图，该部分流程图是利用封包信号周期来判定模式；
图5为模式侦测单元的另一部份流程图，该部分流程图是利用自关联性来判定模式II或III；
图6所示为该中频信号y(t)的波形例子；
图7显示经过封包侦测器30的封包波形y’(t)；
图8显示经过切换器40的二位元信号s(n)；
图9显示杂讯移除器50所输出的封包信号s’(n)；
图10显示本发明的数字接收器的传输模式侦测器的另一实施例的结构方块图；
图11为图10的数字接收器的传输模式侦测器的模式侦测单元的流程图。
图中元件符号参数说明：
10、10’传输模式侦测器 20 RF调谐器
30 封包侦测器 40 切换器
50 杂讯移除器 60 模拟数字转换器
70 I/Q正交解多工器 80、80’模式侦测单元
以下参考附图对本发明做进一步说明：
图1显示本发明的数字接收器的传输模式侦测器的结构方块图。如该图所示，传输模式侦测器10包含一RF调谐器(RF tuner)20、一封包侦测器(Envelopedetector)30、一切换器(slicer)40、一杂讯移除器(Glitch Remover)50、一模拟数字转换器(Analog-Digital Converter)60、一I/Q正交解多工器(In-phase/Quadrature De-multiplexer)70、以及一模式侦测单元(ModeDetector)80。在各单元中，RF调谐器20、封包侦测器30、与切换器40等路径为模拟信号处理；而模拟数字转换器60、I/Q正交解多工器70、与杂讯移除器50等路径为数字信号处理。
如图1所示，RF调谐器20从天线接收射频信号，并产生中频信号(Intermediate signal)y(t)，图6所示为该中频信号y(t)的波形例子。该中频信号y(t)经由封包侦测器30产生封包波形y’(t)。该封包波形y’(t)经由切换器40转换成二位元信号s(n)，即H与L的信号。接着，该二位元信号s(n)经过杂讯移除器50移除杂讯后，即转换成资料封包信号s’(n)。同时，中频信号y(t)亦经由模拟数字转换器60转换成数字信号y1(n)。该数字信号y1(n)借由I/Q正交解多工器70取出同相与垂直信号y2(n)。最后，模式侦测单元80即根据资料封包信号s’(n)与同相与垂直信号y2(n)来判定传输模式。
图2所示为封包侦测器30与切换器40的电路图的实施例。如该图所示，封包侦测器30包含一二极管(diode)31与一个RC网络(RC network)32，而切换器40为一比较器(comparator)41。封包侦测器30的RC网络32相当于一个低通滤波器(low-pass filter)。由于只有高于二极管的顺向偏压(约0.6-0.7V)的信号会通过二极管31，因此二极管31的输出端产生原始信号的绝对值波形。需注意到，要侦测的空白符元的周期分别为96ms(模式I)、48ms(模式IV)、以及24ms(模式II、III)，因此空白符元的出现频率远低于中频信号的频率(大约为几个MHZ的范围)。而且，空白符元的长度亦从几百个μs至几个ms，因此经过封包侦测器30的高频信号可被滤除。RC网络32所实施的低通滤波器的3dB频率f0可从空白符元的时间周期的倒数来决定，即RC的值可利用R·C=12πf0]]>来决定。图7显示经过封包侦测器30的封包波形y’(t)。
较平顺的封包波形y’(t)借由切换器40转换成二位元信号s(n)，即H与L的信号。如图2所示，切换器40可为一个比较器41，且参考电压δ可设定为中频信号y(t)的峰对峰值(peak-to-peak)的一半，或稍微高一些。图8显示经过切换器40的二位元信号s(n)。如图8所示，经过切换器物的二位元信号s(n)存在一些不需要的杂讯(glitches)。这些杂讯一般会出现在低信号杂讯比(lowsignal-to-noise ratio)的场合，且有很高的机率会造成资料框时序的错误判断。因此，本发明利用杂讯移除器50移除该等杂讯，来改善侦测特性(detectionperformance)。
图3为杂讯移除器50的结构图。该杂讯移除器50的核心观念是只有连续L次取样为低位准的s(n)，才会被视为有效的空白符元。而且，未保持连续L次的取样时间内不变换的同一位准的信号会被移除，亦即杂讯会被视为未保持连续L次的取样时间内不变换同一位准的信号。以此方式，该杂讯移除器50几乎可移除所有不需要的杂讯。所以杂讯移除器50所输出的封包信号s’(n)会相当清晰，且不会有杂讯产生。故该封包信号s’(n)可作为数字接收系统的资料框时序信号。图9显示杂讯移除器50所输出的封包信号s’(n)。
根据ETS 300 401标准的规格，资料框包含三种周期长度，亦即传输模式I的资料框周期为96ms、传输模式IV的资料框周期为48ms、及传输模式II与III的资料框周期为24ms。因此，根据封包信号s’(n)的周期即可侦测出传输模式I或传输模式IV，或者为传输模式II与III。
图4为模式侦测单元80的一部份流程图，该流程图根据封包信号s’(n)的周期来侦测出传输模式I、传输模式IV、或者为传输模式II与III。该流程图的动作主要是利用计数器来计算每个封包信号s’(n)的周期长度，若周期长度为24ms，则判定为模式II或模式III，并进一步由图5的方式来判定为模式II或模式III。若周期长度为48ms，则判定为模式IV。若周期长度为96ms，则判定为模式I。若周期长度不是在24ms、48ms或96ms，则该资料框将被视为非有效资料框。而且，若在c*24ms期间尚未侦测到空白符元，则判定为没有收到有用信号。
由于传输模式II与传输模式III具有相同的资料框周期，因此当资料框周期为24ms时，必须以再配合其他方式来判定是传输模式II或传输模式III。图5显示以模式II及模式III的参数计算所接收的信号的自相关性(auto-correlation)来辨别模式II或模式III的流程图，其中具有较大自相关性的一方即为作为资料框的模式。
从RF调谐器20所收到的中频信号y(t)为I(t)cos(2πfct)-Q(t)sin(2πfct)，其中fc为中频信号的中心频率。该中频信y(t)经由模拟数字转换器60取样并数字化后，其I(t)与Q(t)被分离，以提供给解调变器(demodulator)以及模式侦测单元80。需注意到，本发明并不需要模拟数字转换器的取样脉冲的相位信息、对于fc的载波回复、或是精确的符元时序。
在图5中，从封包信号s’(n)的上升缘即开始计算模式II及模式III的自关联性，且该上升缘可大致视为传输资料框中的第一个OFDM资料符元的起始时序。模式II关联函数为：cj=|Σi=jj+Δ2y2(i+N2)·y2*(i)|-----(1)]]>
其中，N2＝512，Δ2＝126。而模式III的关联函数为：dj=|Σi=jj+Δ3y2(i+N3)·y2*(i)|-----(2)]]>
其中，N3＝256，Δ3＝63。若Ck与Dk分别为序列{c0，c1，…，cN2+Δ2-1}与{d0，d1，…，dN3+Δ3-1}的最大值，则Ck与Dk分别为y2(n)根据模式II及模式III所计算出来的自关联性。而且，为了避免因为信号杂讯比太低造成侦测错误，可分别连续累计N个符元的Ck与Dk，亦即C=ΣK=0N-1CK]]>与D=ΣK=0N-1DK]]>因此，只要C＞D，则传输资料框可视为模式II，否则视为模式III。当然根据统计学原理，N值越大时，判断错误的机率越小。
本发明传输模式侦测器先利用封包侦测器过滤由RF调谐器所产生的中频信号，并产生概略的封包波形。接着利用杂讯移除器去除概略的封包波形的杂讯，以获得几乎没有杂讯且正确的封包信号。接着，模式侦测单元以该封包信号的周期来判定传输资料框的模式。若为模式II或模式III，则进一步利用自关联性方式判定正确的模式。
图10为本发明传输模式侦测器另一实施例的结构方决图。该传输模式侦测器10’直接由模式侦测单元80’侦测出传输模式。该模式侦测单元80’对每个传输模式I-VI计算出连续N个OFDM资料符元的自关联性。如图11所示，传输模式I-VI的自关联性被分别计算出来，且以具有最大的自关联性的传输模式作为所侦测的传输模式。根据ETS 300 401，N1＝2048、Δ1＝504、N2＝512、Δ2＝126、N3＝256、Δ3＝63、N4＝1024、Δ4＝252。
以上虽以实施例说明本发明，但并不因此限定本发明的范围，只要不脱离本发明的要旨，本领域技术人员可进行各种变形或变更。