开关电源装置及使用它的电子装置 【技术领域】
本发明涉及一种开关电源装置及使用它的电子装置，特别是为了降低轻负载时的损耗的开关电源装置及使用它的电子装置。背景技术
开关电源装置，例如在RCC方式的开关电源装置，具有相应负载的轻重不同其开关频率会产生变化这种性质。也就是说，在重负载时由于开关元件的导通时间和截止时间都变长而使开关频率下降，而在轻负载时由于开关元件的导通时间和截止时间都变短而使开关频率上升。在开关电源装置中会产生各种损耗，其中有一种在开关元件的每个开关动作中所产生的所谓开关损耗。由于开关损耗在每个开关动作中均会产生，所以在轻负载时随着频率的上升开关损耗就会增大，因而成为轻负载时开关电源装置的主要损耗这一问题。另外，当负载变得非常轻时，会产生间歇振荡，因而还会带来输出波动增大，产生异常噪音等问题。
于是，为了抑制轻负载时地开关频率上升，在例如特开2001-16849号公告中，公开有在轻负载时降低开关次数的开关电源装置。在这一装置中，设定了开关元件的最小导通时间，当负载变小而使输出电压上升时，对要使开关元件导通的信号进行钳位来抑制导通，从而使开关元件的导通时间不会小于最小导通时间。由此来减少轻负载时的开关次数并达到降低开关损耗的目的。
但是，在特开2001-16849号公告中所公开的开关电源装置，由于是只有当输出电压大于设定值时才对要导通开关元件的信号进行钳位从而不使其导通的方法，所以即使在静态负载中开关元件的截止期间或开关频率也并不一定为恒定。因此，输出波动的增大和异常噪音的问题并不一定能得到改善。发明内容
本发明以解决上述问题点为目的，提供一种轻负载时的开关损耗小、并且不会产生间歇振荡和输出波动增大这样的问题的开关电源装置及使用它的电子装置。
为了达到所述目的，本发明的开关电源装置，包括：具有初级绕组、次级绕组及反馈绕组的变压器；与所述初级绕组串联连接的开关元件；连接在所述反馈绕组和所述开关元件之间的控制电路；与所述次级绕组连接、将所述次级绕组所产生的电压整流平滑并输出的整流平滑电路；检测由该整流平滑电路输出的电压并输出对所述控制电路的反馈信号的输出电压检测电路，
其特征在于：所述控制电路，在非轻负载时在大于所定最小导通期间的范围对导通期间进行控制，而在轻负载时将导通期间固定为最小导通期间并对截止期间进行控制，使其根据所述反馈信号而使输出电压保持恒定。
另外，本发明的开关电源装置，包括：具有初级绕组、次级绕组及反馈绕组的变压器；与所述初级绕组串联连接的开关元件；连接在所述反馈绕组和所述开关元件之间的控制电路；与所述次级绕组连接、将所述次级绕组所产生的电压进行整流平滑并输出的整流平滑电路；检测由该整流平滑电路输出的电压并输出对所述控制电路的反馈信号的输出电压检测电路，
其特征在于：所述控制电路，包括：在非轻负载时控制所述开关元件的导通期间随负载变轻而变短的导通期间控制电路；在轻负载时通过所述导通期间控制电路抑制所述开关元件的截止动作、使所述开关元件的导通期间不小于所定最小导通期间的最小导通期间设定电路；在轻负载时当所述最小导通期间设定电路处于抑制所述导通期间控制电路的动作中时、控制所述开关元件的截止期间随负载变轻而变长的截止期间控制电路，使其根据所述反馈信号而使输出电压保持恒定。
另外，本发明的开关电源装置的特征在于：在非轻负载时工作在电流临界模式。
另外，本发明的开关电源装置的特征在于：所述导通期间控制电路，具有在所述开关元件的导通期间进行充电或放电，并且当其两端电压与取决于所述反馈信号的电压一致或进行交差时决定所述开关元件的截止时刻的第1电容器，
所述最小导通期间设定电路，具有在所述开关元件的导通期间进行充电或放电，并且在其两端电压与基准电压一致或进行交差之前通过所述导通期间控制电路抑制所述开关元件截止的第2电容器，
所述截止期间控制电路，具有在所述开关元件的导通期间进行充电或放电，并且当其两端电压与取决于所述反馈信号的电压一致或进行交差时决定所述开关元件的导通时刻的第3电容器。
另外，本发明的开关电源装置的特征在于：所述第1电容器兼所述第3电容器。
另外，本发明的开关电源装置的特征在于：所述第1电容器兼所述第2及第3电容器。
另外，本发明的开关电源装置的特征在于：当所述导通期间控制电路进行动作时，所述第1电容器的两端电压与取决于所述反馈信号的电压从相同方向一致或进行交差时决定所述开关元件的截止时刻，
当所述最小导通期间设定电路处于抑制所述导通期间控制电路的动作中时，所述第1电容器的两端电压与取决于所述反馈信号的电压从相反方向一致或进行交差时决定所述开关元件的导通时刻。
另外，本发明的开关电源装置的特征在于：所述最小导通期间设定电路，被包含在所述导通期间控制电路中，在轻负载时从所述开关元件的导通开始仅在一定期间抑制所述导通期间控制电路的动作从而禁止所述开关元件截止的电路。
另外，本发明的开关电源装置的特征在于：所述最小导通期间设定电路，使所述第1电容器在所述开关元件导通时放电，并且在所述第1电容器的电压因其后的充电与所定的电压一致或进行交差之前禁止所述开关元件截止。
另外，本发明的电子装置的特征在于：使用所述的开关电源装置。
通过如上所述的构成，在本发明的开关电源装置中，可以降低轻负载时的开关损耗。另外，可以防止轻负载时的间歇振荡产生和波动增大。
另外，在本发明的电子装置中，可以提高待机时的效率。附图说明
图1是表示本发明的开关电源装置的一个实施例的电路图。
图2是表示图1的开关电源装置的(a)额定时和(b)轻负载时的Vbias、Vc4、Vc5、Vc6的时间变化的特性图。
图3是表示本发明的开关电源装置的另一个实施例的电路图。
图4是表示图3的开关电源装置的(a)额定时和(b)轻负载时的Vbias、Vc6、Vc7的时间变化的特性图。
图5是表示本发明的开关电源装置的又一个实施例的电路图。
图6是表示图5的开关电源装置的(a)额定时和(b)轻负载时的Vbias、Vc7的时间变化的特性图。
图7是表示本发明的电子装置的一个实施例的立体图。
图中符号：1、10、20—开关电源装置；2—整流平滑电路；3—输出电压检测电路；4、11、21—控制电路；12、22—集成电路；13—驱动电路；23—单稳态多谐振荡器；30—打印机；T—变压器；N1—初级绕组；N2—次级绕组；N3—反馈绕组；Vin—直流电源；R1—起动电阻；R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9—电阻；C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8—电容器；Q1—开关元件；Q2、Q3、Q4—晶体管；D1、D2、D4—二极管；D3—稳压二极管；I-恒流源；Vref—基准电压源；Voff—偏置电压源；PD—发光二极管；PT—光敏晶体管；IC1、IC2、IC3、IC5、IC6、IC8、IC9—比较器；IC4、IC7、IC10—“与”电路；IC11—RS触发器；具体实施方式
图1是表示本发明的开关电源装置的一个实施例的电路图。在图1中，开关电源装置1包括：具有初级绕组N1、次级绕组N2及反馈绕组N3的变压器；与初级绕组N1串联连接的直流电源Vin及由MOSFET构成的开关元件Q1；与次级绕组N2连接的整流平滑电路2；与整流平滑电路2连接的输出电压检测电路3；设置在反馈绕组N3与开关元件Q1控制端子的栅极之间的控制电路4。其中，输出电压检测电路3具有为了向控制电路4输出反馈信号的光耦合器件中的发光二极管PD，并且连接成因负载变轻的输出电压升高而使发光量增强的状态。
下面对控制电路4做一说明。反馈绕组N3的一端经电容器C1、晶体管Q2的发射极—集电极之间与开关元件Q1的栅极连接，而另一端与开关元件Q1的源极、也就是地连接。在晶体管Q2的发射极—集电极之间连接有二极管D1，在发射极—基极间连接有电容器C2，还有，发射极经起动电阻R1与直流电源Vin连接，基极顺序地经电阻R2和晶体管Q3的集电极—发射极之间与地连接。
与输出电压检测电路3的发光二极管PD构成对的光敏晶体管PT的集电极与恒流源I连接，发射极与地连接，在集电极—发射极之间连接有电容器C3，并且，集电极还与比较器IC1的倒相输入端子及比较器IC2的非倒相输入端子连接。另外，恒流源I由直流电源Vin或对反馈绕组N3的电压进行整流平滑的电源生成。
另外，反馈绕组N3的一端，顺序地经电阻R3和作为第1电容器的电容器C4与地连接，电阻R3和电容器C4的连接点与比较器IC1的非倒相输入端子连接。比较器IC1的输出与“与”电路IC4的一个输入端连接。反馈绕组N3的一端经电阻R4，再经过稳压二极管D3和作为第3电容器的电容器C5构成的并联电路与地连接，电阻R4和电容器C5的连接点与比较器IC2的倒相输入端子连接。比较器IC2的输出经电阻R5与晶体管Q3的基极连接。
再有，反馈绕组N3的一端经电阻R6，再经过二极管D2和作为第2电容器的电容器C6构成的并联电路与地连接，电阻R6和电容器C6的连接点与比较器IC3的非倒相输入端子连接。在比较器IC3的倒相输入端子上连接有基准电压源Vref，其输出与“与”电路IC4的另一个输入端连接。“与”电路IC4的输出端经电阻R7与晶体管Q4的基极连接，开关元件Q1的栅极经晶体管Q4的集电极—发射极之间与地连接。
下面，参照图2对这种构成的开关电源装置1的动作做一说明。图2示出了开关电源装置1的(a)额定时和(b)轻负载时的反馈绕组N3的电压Vbias、作为第1电容器的电容器C4的两端电压Vc4、作为第3电容器的电热器C5的两端电压Vc5、以及作为第2电容器的电容器C6的两端电压Vc6的时间变化。在此，Vfb是光敏晶体管PT的集电极电压，并作为反馈电压输入比较器IC1的倒相输入端子。Vfb虽然会因负载的变动而产生变动，但当输出电压一定时几乎保持一定的值不变。在此，把恒流源I、光敏晶体管PT及电容器C3称为反馈电压产生电路。另外，Vz是稳压二极管D3击穿时的负极电压，并输入比较器IC2的倒相输入端子。并且，Vref是基准电压源Vref的电压并与比较器IC3的倒相输入端子连接。
首先，按照时间顺序对非轻负载状态的额定时的动作做一说明。另外，在这里把负载小于事先任意确定的某一值的情况定义为轻负载状态，而把大于其的额定时等的情况定义为非轻负载状态。
(t＝0～t1)开关元件Q1导通后电流流入初级绕组N1，同时反馈绕组N3的电压Vbias成为正，并开始对电容器C4、C5、C6的充电。电容器C5的充电在其两端电压Vc5到达Vz的时刻停止，充电电压不会大于Vz。另外，额定时由于Vfb被设定为比Vz高的电平，所以比较器IC2的输出为高电平。比较器IC2的输出为高电平时晶体管Q3处于导通状态，因而使晶体管Q2也处于导通状态。
(t＝t1～t2)当电容器C6的两端电压Vc6超过Vref后比较器IC3的输出变为高电平。但是，在这一时刻由于电容器C4的两端电压Vc4没有超过Vfb所以比较器IC1的输出保持低电平，因而“与”电路IC4的输出保持低电平。
(t＝t2～t3)当电容器C4两端电压Vc4超过Vfb时，比较器IC1的输出变为高电平。由此，“与”电路IC4的两个输入端都成为高电平，所以其输出也成为高电平，经电阻R7使晶体管Q4导通。因晶体管Q4导通而使开关元件Q1截止，从而结束导通期间。也就是说，作为第1电容器的电容器C4的两端电压Vc4与由反馈信号所决定的电压的Vfb进行交差的点，就成为决定开关元件Q1的截止时刻的触发点，从而决定了导通期间。
由于光敏晶体管PT的集电极—发射极之间的电阻，是随因负载变轻则来自发光二极管PD的受光量增多而变小，所以Vfb具有随负载变轻而降低的倾向。因而，电容器C4的两端电压Vc4超过Vfb之前的时间随负载变轻而变短。因此可以看出，这一包括电阻R3、电容器C4、比较器IC1、“与”电路IC4、电阻R7、晶体管Q4、及反馈电压产生电路的电路，就是在非轻负载时控制开关元件Q1的导通期间随负载变轻变短的导通期间控制电路。
开关元件Q1截止后，由于电流由次级绕组N2开始向整流平滑电路2流动，同时反馈绕组N3的电压Vbias变负，所以电容器C4、C5、C6开始放电。电容器C4开始放电后由于其两端的电压Vc4马上变得低于Vfb，所以比较器IC1的输出变成低电平，使“与”电路IC4的输出变成低电平，因而晶体管Q4返回截止状态。也就是说，晶体管Q4仅仅是为了使晶体管Q1截止而暂时变为导通。
另外，从以上说明中可以看出，由于电容器C4的两端电压Vc4虽然先暂时超过了Vfb但又立刻变得低于Vfb，所以如图2所示，从表面上看好像不是交差而是成为一致的时刻决定开关元件Q1的截止时刻。
(t＝t3～t4)在开关元件Q1截止的期间当由次级绕组N2向整流平滑电路2流出的电流变为零时，反馈绕组N3的电压Vbias开始产生谐振。
(t＝t4～)该进行谐振的电压Vbias的最初的正电压方向的波经处于导通状态的晶体管Q2，施加在开关元件Q1的栅极，使开关元件Q1导通。也就是说，由次级绕组N2向整流平滑电路2流出的电流变成零的点成为开关元件Q1导通的触发点。开关元件Q1导通后电压Vbias的谐振停止，与t＝0时一样再次变成正的电压。在这之后重复t＝0以后的动作。
这样，在额定时(非轻负载时)，当次级绕组N1中的电流流动消失后电流立刻由次级绕组N2开始向整流平滑电路2流出，而当由次级绕组N2流出的电流变成零时开关元件Q1立刻导通电流在初级绕组N1中开始流动。这种动作模式被称作电流临界模式，并且可以看出开关电源装置1在额定时动作在电流临界模式状态。
另外，在非轻负载时在开关元件Q1的导通期间受到控制的时候，由于变压器T中所积蓄的磁能量也随取决于负载轻重的导通期间的变化而变化，所以该能量的放出期间所对应的截止期间也相应地变化。
下面，按照时间顺序对轻负载时的动作做一说明。
(t＝0～t1)开关元件Q1导通后电流流入初级绕组N1，同时反馈绕组N3的电压Vbias成为正，并开始对电容器C4、C5、C6的充电。这时，如后面将要叙述的那样，开关元件Q1导通时电容器C6处于完全放电后的状态，其两端电压Vc6为0V。电容器C5的充电在两端电压Vc5到达Vz的时刻停止，充电电压不会大于Vz。另外，轻负载时由于Vfb被设定为比Vz低的电平，所以比较器IC2的输出为低电平。比较器IC2的输出为低电平时晶体管Q3处于截止状态，因而使晶体管Q2也处于截止状态。
(t＝t1～t2)当电容器C4的两端电压Vc4超过Vfb时虽然比较器IC1的输出变成高电平并且导通期间控制电路欲进入动作状态，但是此时由于电容器C6的两端电压Vc6还没有到达Vref所以比较器IC3的输出保持低电平，因而“与”电路IC4的输出保持低电平。也就是说，作为第1电容器的电容器C4的两端电压Vc4超过Vfb的点没能成为开关元件Q1的截止触发点，因而导通期间控制电路的动作受到抑制。
(t＝t2～t3)当电容器C6的两端电压Vc6超过Vref时，比较器IC3的输出变为高电平。由此，“与”电路IC4的两个输入端都成为高电平，所以其输出也成为高电平，因而使晶体管Q4导通。因晶体管Q4导通而使开关元件Q1截止，从而结束导通期间。也就是说，作为第2电容器的电容器C6的两端电压Vc6从0V上升至与Vref交差的点，成为决定开关元件Q1的截止时刻的触发点，从而决定了导通期间。换句话说，开关元件Q1的最小导通期间由电容器C6的两端电压Vc6从0V开始上升到超过Vref之前的所定时间而决定。因此可以看出，这一包括电阻R6、电容器C6、二极管D2、基准电压源Vref、比较器IC3的电路，就是轻负载时由导通期间控制电路所决定的抑制开关元件Q1的截止动作的最小导通期间设定电路。
开关元件Q1截止后，由于电流由次级绕组N2开始向整流平滑电路2流动，同时反馈绕组N3的电压Vbias变负，所以电容器C4、C5、C6开始放电。电容器C6开始放电后由于其两端电压Vc6立刻变得低于Vref，所以比较器IC3的输出变为低电平，使“与”电路IC4的输出变为低电平，因而晶体管Q4返回截止状态。也就是说，晶体管Q4仅仅是为了使晶体管Q1截止而暂时变为导通。另外，二极管D2是为了防止对电容器C6的逆向充电而设置的。
(t＝t3～t4)在开关元件Q1的截止期间当由次级绕组N2向整流平滑电路2流出的电路变为零时，反馈绕组N3的电压Vbias开始谐振。这时，晶体管Q2由于处于截止状态，所以进行谐振的电压Vbias不会施加在开关元件Q1的栅极上，电压Vbias边谐振边衰减。也就是说，由谐振的电压Vbias使开关元件Q1的导通受到阻止。因此，在这之后由于初级绕组N1和次级绕组N2都变成没有电流流动的状态，所以就不成为电流临界模式。另一方面，电容器C5继续放电，其两端电压Vc5接续降低。另外，电容器C4、C6也在继续放电，其两端电压Vc4、Vc6随着时间的延长而接近0V。
(t＝t4～)当电容器C5的两端电压Vc5下降并低于Vfb时比较器IC2的输出变为高电平，使晶体管Q3导通，并使晶体管Q2导通。由此在到达t＝t4之前积蓄在电容器C1的电荷经晶体管Q2提供到开关元件Q1的栅极，使开关元件Q1导通。也就是说，作为第3电容器的电容器C5的两端电压Vc5与Vfb进行交差的点就成了决定开关元件Q1导通时刻的触发点。由于Vfb是随负载的变轻而降低，所以电容器C5的两端电压Vc5因放电降低到低于Vfb的时间也随负载变轻而延长。因此可以看出，这一包括电阻R4、电容器C5、稳压二极管D3、比较器IC2、电阻R5、晶体管Q3、电阻R2、电容器C2、及反馈电压产生电路的电路就是在轻负载时控制开关元件Q1的截止期间随负载变轻而延长的截止期间控制电路。另外，设定其容量值或电阻R6的值，使电容器C6在到达这一时刻之前能完全放电。在这之后便重复t＝0之后的动作。
如上面用图1和图2所说明的，在开关电源装置1中，在非轻负载时通过导通期间控制电路控制开关元件的导通期间，使输出电压保持恒定。在轻负载时通过最小导通期间设定电路将开关元件的导通期间固定在最小导通期间的同时，通过截止期间控制电路控制截止期间，使输出电压保持恒定。
这样，不但可以抑制轻负载时开关频率的上升，相反地可以使开关频率随负载变轻而降低，因而可以达到降低轻负载时开关损耗的目的。另外，由于在轻负载时相应负载的大小可以连续地控制开关元件的截止期间，所以可以防止间歇振荡的产生从而避免输出波动的增大。再有，由于在轻负载时与非轻负载时的交界处开关元件的开关状态具有连续性，所以可以防止有负载时在这一交界处附近产生开关动作的不连续。
图3是表示本发明的开关电源装置的另一个实施例的电路图。在图3中，对于与图1中相同或相当的部分附加相同符号，而省略其说明。
在图3中，在开关电源装置10的反馈绕组N3与开关元件Q1的栅极之间设置的控制电路11中，其主要部分由集成电路12构成。下面，连同集成电路12的内部构成对控制电路11进行说明。
首先，反馈绕组N3的一端经二极管D4和电容器C8组成的整流平滑电路与集成电路12连接。该整流平滑电路的输出电压供给到集成电路12内部的各个构成部分。二极管D4和电容器C8的连接点经起动电阻R1与直流电源Vin连接。
与输出电压检测电路3的发光二极管PD构成对的光敏晶体管PT的集电极与恒流源I连接，发射极与地连接，在集电极—发射极之间连接有电容器C3，并且集电极与比较器IC6的非倒相输入端子及比较器IC8的倒相输入端子连接。另外，恒流源I由二极管D4和电容器C8组成的整流平滑电路所供给到集成电路12的电压生成。
另外，反馈绕组N3的一端与比较器IC5的非倒相输入端子连接。在比较器IC5的倒相输入端子上，连接有小的负电压值的偏置电压源Voff，当非倒相输入端子的电压为零时使比较器IC5的输出为高电平。
另外，反馈绕组N3的一端按顺序经电阻R8和电容器C7与地连接，电阻器R8与电容器C7的连接电与比较器IC6的倒相输入端子及比较器IC8的非倒相输入端子连接。另外，电容器C7同时起到第1电容器和第3电容器的作用。
再有，反馈绕组N3的一端经电阻R6，再经二极管D2和作为第2电容器的电容器C6的并联电路与地连接，电阻R6与电容器C6的连接点与比较器IC9的非倒相输入端子连接。在比较器IC9的倒相输入端子上连接有基准电压Vref，其输出与“与”电路IC10的一个输入端连接。
比较器IC5和IC6的输出端与“与”电路IC7的两个输入端连接，其输出端与RS触发器IC11的置位端子S连接。同样，比较器IC8和比较器IC9的输出端与“与”电路IC10的两个输入端连接，其输出端与RS触发器IC11的复位端子R连接。RS触发器IC11的输出端子Q经驱动电路13与开关元件Q1的栅极连接。另外，由于没有使用RS触发器IC11的倒相输出端子，所以省略其说明。另外，驱动电路13以供给到集成电路12的电压作为电源。
另外，所述构成部分中构成集成电路12的是，恒流源I、比较器IC5、IC6、IC8、IC9、“与”电路IC7、IC10、RS触发器IC11、驱动电路13、偏置电压源Voff、以及基准电压源Vref。
其次，参照图4对这种构成的开关电源装置10的动作进行说明。图4是表示开关电源装置10的(a)额定时和(b)轻负载时的反馈绕组N3的电压Vbias、作为第1电容器和第3电容器的电容器C7的两端电压Vc7、作为第2电容器的电容器C6的两端电压Vc6的时间变化。在此，Vfb是光敏晶体管PT的集电极电压，作为反馈电压输入比较器IC6的非倒相输入端子及比较器IC8的倒相输入端子。虽然Vfb会随负载的变动而产生变化，但在输出电压一定时几乎为恒定值。另外，Vref以基准电压源Vref的电压与比较器IC9的倒相输入端子连接。
首先，按照时间顺序对非轻负载时的额定时的动作进行说明。
(t＝0～t1)当开关元件Q1导通时电流流过初级绕组N1，同时反馈绕组N3的电压Vbias成为正，电容器C6、C7的充电开始。另外，在额定时由于Vfb处于高电平，电容器C7的两端电压Vc7比Vfb低，所以比较器IC6的输出为高电平，比较器IC8的输出为低电平。另外，由于在非倒相输入端子施加有电压Vbias，所以比较器IC5的输出也为高电平。
(t＝t1～t2)当电容器C6的两端电压Vc6超过Vref时比较器IC9的输出虽然为高电平，但由于此时电容器C7的两端电压Vc7没有超过Vfb，所以比较器IC8的输出仍保持低电平，因而“与”电路IC10的输出保持低电平。另外，由于比较器IC6的输入与比较器IC8的输入为相反的连接，所以此时其输出为高电平。
(t＝t2～t3)当电容器C7的两端电压Vc7超过Vfb时，由于比较器IC8的输出成为高电平，所以“与”电路IC10的两个输入端都变成高电平，其输出也变成高电平。与此相反由于比较器IC6的输出成为低电平，所以“与”电路IC7的输出成为低电平。然后，随着“与”电路10的输出成为高电平，将其上升沿作为触发信号使RS触发器IC11复位。RS触发器IC11被复位后，其输出变成低电平，经驱动电路13使开关元件Q1截止，结束导通期间。也就是说，作为第1电容器的电容器C7的两端电压Vc7与反馈信号所决定的电压Vfb进行交差的点，成为决定开关元件Q1的截止时刻的触发点，从而决定了导通期间。
由于光敏晶体管PT的集电极—发射极之间的电阻，是随因负载变轻而来自发光二极管PD的受光量的增多而减小，所以Vfb有随负载变轻而降低的倾向。因而，电容器C7的两端电压Vc7超过Vfb之前的时间随负载的变轻而变短。因此可以看出，这一包括电阻R8、电容器C7、比较器IC8、“与”电路IC10、RS触发器IC11、驱动电路13、以及反馈电压产生电路的电路，就是非轻负载时控制开关元件Q1的导通期间随负载变轻而变短的导通期间控制电路。
开关元件Q1截止后，电流由次级绕组N2开始向整流平滑电路2流动，与此同时，由于反馈绕组N3的电压Vbias为负，所以电容器C6、C7开始放电。当电容器C7开始放电后，其两端电压Vc7立刻变的低于Vfb，所以比较器IC8的输出变成低电平，“与”电路IC10的输出也变成低电平。与此相反，虽然比较器IC6的输出成为高电平，但由于在比较器IC5的非倒相输入端子上施加了负电压Vbias，所以其输出变成低电平，使“与”电路IC7的输出成为低电平。另外，当电容器C6的放电经过一段时间后，由于其两端电压Vc6变的低于Vref，所以比较器IC9的输出也成为低电平。
另外，通过以上说明可知，由于电容器C7的两端电压Vc7即使先暂时超过Vfb但马上又变成低于Vfb，所以如图4所示，从外表上看好像不是在交差点而是在一致的时刻决定了开关元件Q1的截止时刻。
(t＝t3～t4)在开关元件Q1截止的期间，当由次级绕组N2向整流平滑电路流出的电流变为零时，反馈绕组N3的电压Vbias开始谐振。
(t＝t4～)由该进行谐振的电压Vbias的最初的正电压方向的波，使比较器IC5的非倒相输入端子的电压变得高于倒相输入端子的电压，其输出成为高电平。因比较器IC6的输出已经是高电平，所以“与”电路IC7的输出也成为高电平，将其上升沿作为触发信号使RS触发器IC11置位，RS触发器IC11被置位后，其输出成为高电平，经驱动电路13使开关元件Q1导通。也就是说，由次级绕组N2向整流平滑电路2流出的电流成为零的点就成为开关元件Q1导通的触发点。开关元件Q1导通后电压Vbias的谐振停止，与t＝0时同样，又成为正的电压。在这之后便重复t＝0之后的动作。
这样，在额定时(非轻负载时)，当初级绕组N1中的电流消失后，电流马上由次级绕组N2开始向整流平滑电路2流出，当由次级绕组N2流出的电流成为零时，开关元件Q1马上导通使电流开始在初级绕组N1中流动，因而可知，开关电源装置10在额定时工作在电流临界模式。
其次，按照时间顺序对轻负载时的动作进行说明。
(t＝0～t1)当开关元件Q1导通后，电流流过初级绕组N1，同时反馈绕组N3的电压Vbias成为正，电容器C6、C7的充电开始。此时，如后面所述在开关元件Q1导通时，电容器C6处于完全放电的状态，其两端电压Vc6变为0V。另外，因电压Vbias变为正使比较器IC5的输出成为高电平。另外，由于在轻负载时Vfb为低电平，电容器C7的两端电压Vc7比Vfb高，所以比较器IC6的输出成为低电平，比较器IC8的输出成为高电平。也就是说，因充电而使作为第1电容器的电容器C7的两端电压Vc7的上升，不能成为开关元件Q1的截止的触发点，因而导通期间控制电路的动作受到抑制，也就是，实质上是不动作。再有，因电容器C6的两端电压Vc6低于Vref，所以比较器IC9的输出为低电平。
(t＝t1～t2)当电容器C6的两端电压Vc6超过Vref后比较器IC9的输出成为高电平。因比较器IC8的输出已经是高电平，所以“与”电路IC10的输出也成为高电平。另一方面，由于电容器C7的两端电压Vc7事先高于Vfb所以比较器IC6的输出保持低电平不变，“与”电路IC7的输出也保持低电平不变。然后，随着“与”电路IC10的输出成为高电平，将其上升沿作为触发信号使RS触发器IC11复位。RS触发器IC11被复位后，其输出成为低电平，经驱动电路13使开关元件Q1截止。也就是说，作为第2电容器的电容器C6的两端电压Vc6从0V上升到与Vref进行交差的点成为决定开关元件Q1的截止时刻的触发点，从而决定了导通期间。换句话说，开关元件Q1的最小导通期间取决于电容器C6的两端电压Vc6从0V上升到超过Vref所需要的时间。因此可以看出，这一包括电阻R6、电容器C6、二极管D2、比较器IC9、以及基准电压源Vref的电路，就是轻负载时通过导通期间控制电路抑制开关元件Q1的截止动作的最小导通期间设定电路。
开关元件Q1截止后，电流由次级绕组N2开始向整流平滑电路2流动，与此同时，因反馈绕组N3的电压Vbias变成负，所以电容器C6、C7开始放电。电容器C6开始放电后因其两端电压Vc6立刻变的低于Vref，所以比较器IC9的输出变为低电平，使“与”电路IC10的输出也变成低电平。
(t＝t2～t3)在开关元件Q1截止的期间当从次级绕组N2向整流平滑电路2流出的电流变为零时，反馈绕组N3的电压Vbias开始谐振。这一进行谐振的电压Vbias的正电压方向的波使比较器IC5的非倒相输入端子的电压高于倒相输入端子的电压，使其输出成为高电平。然而，由于此时电容器C7的两端电压Vc7还比Vfb高，所以比较器IC6的输出维持低电平，所以“与”电路IC7的输出也维持低电平，RS触发器IC11不会被置位。也就是说，通过进行谐振的电压Vbias使开关元件Q1的导通受到阻止。因此，在此之后由于初级绕组N1和次级绕组N2都处于没有电流流动的状态，所以就不成为电流临界模式。电压Vbias边谐振边衰减，与此相应比较器IC5的输出交替地重复高电平和低电平。然后，当电压Vbias完全衰减后，比较器IC5的非倒相输入端子的电压虽然成为零，但由于在倒相输入端子上连接有小的负电压值的偏置电压源Voff，所以其输出为高电平。另一方面，电容器C7仍继续放电，其两端电压Vc7继续下降。并且电容器C6也仍在继续放电，其两端电压Vc6随时间的延续将趋于0V。
(t＝t3～)当电容器C7的两端电压Vc7低于Vfb时比较器IC6的输出变成高电平，与此向对比较器IC8的输出变成低电平。由于比较器IC5的输出已经是高电平，所以“与”电路IC7的输出也成为高电平，将其上升沿作为触发信号使RS触发器IC11置位。RS触发器IC11被置位后，其输出成为高电平，经驱动电路13使开关元件Q1导通。也就是说，也是第3电容器的电容器C7的两端电压Vc7与Vfb进行交差的点就成为决定开关元件Q1的导通时刻的触发点。因为Vfb随着负载变轻而下降，所以电容器C7的量的电压Vc7因放电降低到Vfb的时间也随负载的变轻而延长。因此可以看出，这一包括电阻R8、电容器C7、比较器IC5、IC6、偏置电压源Voff、“与”电路IC7、RS触发器IC11、驱动电路13、以及反馈电压产生电路的电路，就是轻负载时控制开关元件Q1的截止期间随负载的变轻而延长的截止期间控制电路。另外，设定电容器C6的容量值或电阻R6的值使在这一时刻之前电容器C6完全放电。在这之后便重复t＝0之后的动作。
上面，如用图3和图4所说明的那样，在开关电源装置10中，在非轻负载时通过导通期间控制电路控制开关元件的导通期间使输出电压保持恒定，在轻负载时通过最小导通期间设定电路将开关元件的导通期间固定在最小导通期间，并通过截止期间控制电路控制截止期间使输出电压保持恒定。
由此，不但可以抑制轻负载时开关频率的上升，相反地可以使开关频率随负载变轻而降低，因而可以达到降低轻负载时开关损耗的目的。另外，由于在轻负载时相应负载的大小可以连续地控制开关元件的截止期间，所以可以防止间歇振荡的产生从而避免输出波动的增大。
另外，如上所述，非轻负载时也就是导通期间控制电路进行动作的时候，作为第1电容器C7的两端电压Vc7相对取决于反馈信号的电压Vfb而言是从低电压值向增高的方向接近并进行交差。另外，轻负载时也就是最小导通期间设定电路在进行动作的时候，电容器C7的两端电压Vc7相对Vfb而言是从高电压值向减小的方向接近并进行交差。也就是说，第1电容器的两端电压，在导通期间控制电路动作的时候，从与反馈电压相同的方向进行交差时决定开关元件的截止时刻，在最小导通期间设定电路抑制导通期间控制电路动作的时候，从与反馈电压相反的方向进行交差时决定开关元件的导通时刻。这样，由于一个电容器C7同时兼有第1电容器和第3电容器的作用，所以可以减少外部零件，因而可以力求开关电源装置的小型化和低成本化。
再有，通过将控制电路的大部分集成电路化，也可以由减少零件个数来达到小型化和低成本化目的。
图5是表示本发明的开关电源装置的又一个实施例的电路图。在图5中，与图3相同或相当的部分采用了相同的符号，并省略其说明。
在图5中，开关电源装置20，在反馈绕组N3与开关元件Q1的栅极之间设置的控制电路21中，其主要部分由集成电路22构成。下面，连同集成电路22的内部构成对控制电路22进行说明。
首先，反馈绕组N3的一端经二极管D4和电容器C8组成的整流平滑电路与集成电路22连接。该整流平滑电路的输出电压供给到集成电路22内部的各个构成部分。二极管D4和电容器C8的连接点经起动电阻R1与直流电源Vin连接。
与输出电压检测电路3的发光二极管PD构成对的光敏晶体管PT的集电极与恒流源I连接，发射极与地连接，在集电极—发射极之间连接有电容器C3，并且集电极经比较器IC6的非倒相输入端子及二极管D5与比较器IC12的倒相输入端子连接。并且，在比较器IC12的倒相输入端子上还连接有基准电压源Vref。另外，恒流源I由二极管D4和电容器C8组成的整流平滑电路所供给到集成电路22的电压生成。
另外，反馈绕组N3的一端与比较器IC5的非倒相输入端子连接。在比较器IC5的倒相输入端子上，连接有小的负电压值的偏置电压源Voff，当非倒相输入端子的电压为零时使比较器IC5的输出为高电平。
另外，反馈绕组N3的一端按顺序经电阻R8和电容器C7与地连接，电阻器R8与电容器C7的连接电与比较器IC6的倒相输入端子及比较器IC12的非倒相输入端子连接。另外，电容器C7同时起到第1电容器、第2电容器、和第3电容器的作用。
比较器IC5和IC6的输出端与“与”电路IC7的两个输入端连接，其输出端与RS触发器IC11的置位端子S连接。另外，比较器IC12的输出与RS触发器IC11的复位端子R连接。RS触发器IC11的输出端子Q经驱动电路13与开关元件Q1的栅极连接。另外，驱动电路13以供给到集成电路22的电压作为电源。
并且，驱动电路13的输出顺序经单稳态多谐振荡器23和电阻R9与晶体管Q5的基极连接，晶体管Q5的集电极与比较器IC6的倒相输入端子连接，发射极与地连接。
另外，所述构成部分中构成集成电路22的是，恒流源I、二极管D5、晶体管Q5、电阻R9、单稳态多谐振荡器23、比较器IC5、IC6、IC12、“与”电路IC7、RS触发器IC11、驱动电路13、偏置电压源Voff、以及基准电压源Vref。
下面，参照图6对这种构成的开关电源装置20的动作进行说明。图6是表示开关电源装置20的(a)额定时和(b)轻负载时的反馈绕组N3的电压Vbias、同时兼第1电容器、第2电容器、和第3电容器的电容器C7的两端电压Vc7的时间变化。在此，Vfb是光敏晶体管PT的集电极电压，作为反馈电压经比较器IC6的非倒相输入端子及二极管D5输入比较器IC12的倒相输入端子。虽然Vfb会随负载的变动而产生变化，但例如在额定时在输出电压一定时几乎为恒定值。另外，Vref以基准电压源Vref的电压与比较器IC12的倒相输入端子连接。
首先，按照时间顺序对非轻负载时的额定时的动作进行说明。
(t＝0～t1)当开关元件Q1导通时电流流过初级绕组N1，同时反馈绕组N3的电压Vbias成为正，电容器C7的充电开始。另外，在额定时由于Vfb处于高电平，电容器C7如后面将要叙述的在充电之前被复位，所以其两端电压Vc7此时比Vfb低，比较器IC6的输出为高电平。另外，由于Vfb的电平比Vref还高，所以在比较器IC12的倒相输入端子上经二极管D5施加了Vfb，比较器IC12的输出为低电平。另外，由于在非倒相输入端子施加有电压Vbias，所以比较器IC5的输出也为高电平。再有，“与”电路IC7的输出也为高电平。
(t＝t1～t2)即使电容器C7的两端电压Vc7超过Vfb，由于比较器IC12的倒相输入端子输入有比Vref高的Vfb，所以比较器IC12的输出保持低电平。
(t＝t2～t3)当电容器C7的两端电压Vc7超过Vfb时，比较器IC12的输出成为高电平。与此相反由于比较器IC6的输出成为低电平，所以“与”电路IC7的输出也成为低电平。然后，随着比较器IC12的输出成为高电平，将其上升沿作为触发信号使RS触发器IC11复位。RS触发器IC11被复位后，其输出变成低电平，经驱动电路13使开关元件Q1截止，结束导通期间。也就是说，作为第1电容器的电容器C7的两端电压Vc7与反馈信号所决定的电压Vfb进行交差的点，成为决定开关元件Q1的截止时刻的触发点，从而决定了导通期间。
由于光敏晶体管PT的集电极—发射极之间的电阻，是随因负载变轻来自发光二极管PD的受光量的增多而减小，所以Vfb有随负载变轻而降低的倾向。因而，电容器C7的两端电压Vc7超过Vfb之前的时间随负载的变轻而变短。因此可以看出，这一包括电阻R8、电容器C7、比较器IC12、二极管D5、RS触发器IC11、驱动电路13、以及反馈电压产生电路的电路，就是非轻负载时控制开关元件Q1的导通期间随负载变轻而变短的导通期间控制电路。
开关元件Q1截止后，电流由次级绕组N2开始向整流平滑电路2流动，与此同时，由于反馈绕组N3的电压Vbias成为负，所以电容器C7开始放电。当电容器C7开始放电后，其两端电压Vc7立刻变的低于Vfb，所以比较器IC12的输出变成低电平。与此相反，虽然比较器IC6的输出成为高电平，但由于在比较器IC5的非倒相输入端子上施加了负电压Vbias，所以其输出变成低电平，使“与”电路IC7的输出也成为低电平。
另外，通过以上说明可知，由于电容器C7的两端电压Vc7即使先暂时超过Vfb但马上又变的低于Vfb，所以如图6所示，从外表上看好像不是在交差点而是在一致的时刻决定了开关元件Q1的截止时刻。
(t＝t3～t4)在开关元件Q1截止的期间，当由次级绕组N2向整流平滑电路流出的电流变为零时，反馈绕组N3的电压Vbias开始谐振。
(t＝t4～)由该进行谐振的电压Vbias的最初的正电压方向的波，使比较器IC5的非倒相输入端子的电压变得高于倒相输入端子的电压，其输出成为高电平。因比较器IC6的输出已经是高电平，所以“与”电路IC7的输出也成为高电平，将其上升沿作为触发信号使RS触发器IC11置位，RS触发器IC11被置位后，其输出成为高电平，经驱动电路13使开关元件Q1导通。也就是说，由次级绕组N2向整流平滑电路2流出的电流成为零的点就成为开关元件Q1导通的触发点。开关元件Q1导通后电压Vbias的谐振停止，又成为正的电压。
使开关元件Q1截止的驱动电路13的输出，作为触发信号同时也输入单稳态多谐振荡器23。由此单稳态多谐振荡器23的输出暂时成为高电平，因这一高电平经电阻R9施加到晶体管Q5的基极而使晶体管Q5暂时成为导通状态。因晶体管Q5为导通状态从而使积蓄在电容器C7中的电荷瞬时放电，电容器C7的两端电压Vc7被复位到0V。在这之后便重复t＝0之后的动作。
这样，在额定时(非轻负载时)，当初级绕组N1中的电流消失后，电流马上由次级绕组N2开始向整流平滑电路2流出，当由次级绕组N2流出的电流成为零时，开关元件Q1马上导通使电流开始在初级绕组N1中流动，因而可知，开关电源装置20在额定时工作在电流临界模式。
其次，按照时间顺序对轻负载时的动作进行说明。
(t＝0～t1)当开关元件Q1导通后，电流流过初级绕组N1，同时反馈绕组N3的电压Vbias成为正，电容器C7的充电开始。另外，因电压Vbias变为正使比较器IC5的输出成为高电平。另外，由于在轻负载时Vfb成为比Vref还低的电平，所以在比较器IC12的倒相输入端子上施加了Vref。因电容器C7如后面所述在充电之前被复位，所以其两端电压Vc7此时几乎为0V比Vref低。因此比较器IC6的输出为低电平，比较器IC12的输出为低电平。
(t＝t1～t2)当电容器C7的两端电压Vc7超过Vfb后比较器IC6的输出成为低电平。另一方面，由于在比较器IC12的输入端上仍然是施加在倒相输入端子的电压Vref高，所以输出保持低电平不变。也就是说，作为第1电容器的电容器7的两端电压Vc7超过Vfb的点，没有成为开关元件Q1的截止触发点，因而抑制了导通期间控制电路的动作。
(t＝t2～t3)当电容器C7的两端电压Vc7超过Vref后比较器IC12的输出成为高电平，将其上升沿作为触发信号使RS触发器IC11复位。RS触发器IC11被复位后，其输出成为低电平，经驱动电路13使开关元件Q1截止。也就是说，也作为低2电容器的电容器C7的两端电压Vc7上升到与Bref进行交差的点成为决定开关元件Q1的截止时刻的触发点，从而决定了导通期间。换句话说，开关元件Q1的最小导通期间取决于电容器C7的两端电压Vc7上升到超过Vref所需要的时间。由此可以看出，这一包括电阻R8、电容器C7、比较器IC12、以及基准电压源Vref的电路，就是轻负载时通过导通期间控制电路抑制开关元件Q1的截止动作的最小导通期间设定电路。另外，关于电容器C7的两端电压Vc7超过Vref之前的期间成为最小导通期间的原因将在后面叙述。另外，在最小导通期间设定电路中除以上所述之外还包括单稳态多谐振荡器23、电阻R9、以及晶体管Q5，其原因也将在后面叙述。
开关元件Q1截止后，电流由次级绕组N2开始向整流平滑电路2流动，与此同时，因反馈绕组N3的电压Vbias变成负，所以电容器C7开始放电。电容器C7开始放电后因其两端电压Vc7立刻变的低于Vref，所以比较器IC12的输出变为低电平。
(t＝t3～t4)在开关元件Q1截止的期间当从次级绕组N2向整流平滑电路2流出的电流变为零时，反馈绕组N3的电压Vbias开始谐振。这一进行谐振的电压Vbias的正电压方向的波使比较器IC5的非倒相输入端子的电压高于倒相输入端子的电压，其输出成为高电平。然而，由于此时电容器C7的两端电压Vc7还比Vfb高，所以比较器IC6的输出维持低电平，所以“与”电路IC7的输出也维持低电平，RS触发器IC11不会被置位。也就是说，通过进行谐振的电压Vbias使开关元件Q1的导通受到阻止。因此，在此之后由于初级绕组N1和次级绕组N2都处于没有电流流动的状态，所以就不成为电流临界模式。电压Vbias边谐振边衰减，与此相应比较器IC5的输出交替地重复高电平和低电平。然后，当电压Vbias完全衰减后，比较器IC5的非倒相输入端子的电压虽然成为零，但由于在倒相输入端子上连接有小的负电压值的偏置电压源Voff，所以其输出位高电平。另一方面，电容器C7仍继续放电，其两端电压Vc7继续下降。
(t＝t4～)当电容器C7的两端电压Vc7低于Vfb时比较器IC6的输出变成高电平。由于比较器IC5的输出已经是高电平，所以“与”电路IC7的输出也成为高电平，将其上升沿作为触发信号使RS触发器IC11置位。RS触发器IC11被置位后，其输出成为高电平，经驱动电路13使开关元件Q1导通。也就是说，也作为第3电容器的电容器C7的两端电压Vc7与Vfb进行交差的点就成为决定开关元件Q1的导通时刻的触发点。因为Vfb随着负载变轻而下降，所以电容器C7的两端电压Vc7因放电降低到Vfb的时间也随负载的变轻而延长。由此可以看出，这一包括电阻R8、电容器C7、比较器IC5、IC6、偏置电压源Voff、“与”电路IC7、RS触发器IC11、驱动电路13、以及反馈电压产生电路的电路，就是轻负载时控制开关元件Q1的截止期间随负载的变轻而延长的截止期间控制电路。
使开关元件Q1截止的驱动电路13的输出，作为触发信号同时也输入单稳态多谐振荡器23。由此单稳态多谐振荡器23的输出暂时成为高电平，因这一高电平经电阻R9施加到晶体管Q5的基极而使晶体管Q5暂时成为导通状态。因晶体管Q5为导通状态从而使积蓄在电容器C7中的电荷瞬时放电，电容器C7的两端电压Vc7被复位到0V。在这之后便重复t＝0之后的动作。
最后，对电容器C7的两端电压Vc7超过Vref之前的期间成为最小导通期间的原因，和在最小导通期间设定电路中包括单稳态多谐振荡器23、电阻R9、以及晶体管Q5的原因进行说明。假设没有单稳态多谐振荡器23时，开关元件Q1导通后的电容器C7的充电，由其两端电压Vc7事先被充电到Vfb的状态开始。虽然Vref恒定但由于Vfb随负载的大小而变化，所以电容器C7的两端电压Vc7由Vfb到Vref为止的充电时间就会随负载的大小而变化。因这一时间相当于轻负载时的导通期间，所以若就这样的话轻负载时的导通期间会产生变动，造成无法设定最小导通期间的问题。与此相对，若在开关元件Q1导通时通过单稳态多谐振荡器23使电容器C7复位，电容器C7就总是从0V开始充电到Vref，因而充电时间为恒定。由此，轻负载时就可以不受负载大小影响设定最小导通期间。因此可以看出，在最小导通期间设定电路中就还包括单稳态多谐振荡器23、电阻R9、以及晶体管Q5。
上面，如用图5和图6所说明的那样，在开关电源装置20中，在非轻负载时通过导通期间控制电路控制开关元件的导通期间使输出电压保持恒定，在轻负载时通过最小导通期间设定电路将开关元件的导通期间固定在最小导通期间并通过截止期间控制电路控制截止期间使输出电压保持恒定。
由此，不但可以抑制轻负载时开关频率的上升，相反地可以使开关频率随负载变轻而降低，因而可以达到降低轻负载时开关损耗的目的。另外，由于在轻负载时相应负载的大小可以连续地控制开关元件的截止期间，所以可以防止间歇振荡的产生从而避免输出波动的增大。
另外，如上所述，非轻负载时也就是导通期间控制电路进行动作的时候，作为第1电容器C7的两端电压Vc7相对取决于反馈信号的电压Vfb而言是从低电压值向增高的方向接近并进行交差。另外，轻负载时也就是最小导通期间设定电路在进行动作的时候，电容器C7的两端电压Vc7相对Vfb而言是从高电压值向减小的方向接近并进行交差。也就是说，第1电容器的两端电压，在导通期间控制电路动作的时候，从与反馈电压相同的方向进行交差时决定开关元件的截止时刻，在最小导通期间设定电路抑制导通期间控制电路动作的时候，从与反馈电压相反的方向进行交差时决定开关元件的导通时刻。这样，由于一个电容器C7同时兼有第1电容器和第3电容器的作用，所以可以减少外部零件，因而可以力求开关电源装置的小型化和低成本化。
另外，由于一个电容器C7同时兼有第1电容器、第2电容器、和第3电容器的作用，所以可以减少外部零件，因而可以进一步达到开关电源装置的小型化和低成本化的目的。
另外，在如上所述各实施例中，最小导通期间设定电路的作用，都是在轻负载时通过导通期间控制电路禁止开关元件的导通。就其意义而言也可以认为，最小导通期间设定电路是，实质上属于导通期间控制电路，在轻负载时从开关元件的导通开始只在一定期间抑制导通期间控制电路的动作，禁止开关元件截止的电路。
另外，在如上所述各实施例中，虽然是在第1、第2、第3电容器的两端电压是在因充电或放电与基准电压或反馈电压进行交差的时刻使开关元件导通或截止的触发有效，但这些都不是局限于实施例所示的构成。例如也可以在设定反馈电压随负载变轻而升高的情况下，把在实施例中是在充电时与基准电压或反馈电压进行的交差改成在放电时进行交差，或反过来把在放电时与基准电压或反馈电压进行的交差改成在充电时进行交差。
并且，在如上所述各实施例中，虽然是在第1、第2、第3电容器的两端电压是在与基准电压或反馈电压进行交差的时刻使开关元件导通或截止的触发有效，但在实际动作的表面上看却是在一致的时刻使开关元件导通或截止的触发有效。这样，第1、第2、第3电容器的两端电压与基准电压或反馈电压并不一定必须进行交差，例如也可以改为比较电路、用在两个输入成为一致的时刻输出触发信号这样的电路。在这种情况下，第1、第2、第3电容器的两端电压就是在与基准电压或反馈电压在一致的时刻使开关元件导通或截止的触发有效。
图7是表示本发明的电子装置的一个实施例的立体图。在图7中，作为电子装置的一种的打印机30，其电源电路的一部分采用了本发明的开关电源装置1。
与打印机30的印刷动作有关的部分，虽然在印刷时消耗电功率，但在没有印刷动作的待机时变成轻负载，几乎没有消耗电功率。那么，因为采用了本发明的开关电源装置1，所以可以降低在待机时也就是轻负载时的电功率损耗，并且可以提高效率。
另外，在图7所示的打印机30中虽然采用了图1所示的开关电源装置1，但也可以采用图3或图5所示的开关电源装置10、20，来达到同样的作用效果。
另外，本发明的电子装置并不局限于打印机，它包括笔记本电脑和便携式信息装置等需要稳定的直流电源电压的各种电子装置。
依照本发明的开关电源装置，在非轻负载时在大于所定最小导通期间的范围对导通期间进行控制，在轻负载时将导通期间固定为最小导通期间并对截止期间进行控制，使其根据所述反馈信号而使输出电压保持恒定，从而可以降低轻负载时的开关损耗。另外，还可以防止轻负载时间歇振荡的产生和波动的增大。
另外，在本发明的电子装置中，通过使用本发明的开关电源装置，可以提高待机时的效率。