非饱和磁性元件功率变换器和浪涌保护 交叉应用申请
本申请是1999年10月1日递交的申请09/410/849的部分的继续。
技术领域
本发明涉及变换器、电源，尤其涉及单级或多级、AC/DC或DC/DC、隔离的和非隔离的推挽变换器，包括但不限于，前向、回程、降压、升压、推挽、以及谐振模式变换器和电源，具有带高速FET开关的单独的或分布的NSME和有效的回程管理，和/或具有输入PFC(功率因数校正)和对闪电瞬变的输入保护。本发明也允许磁性元件为分布式，以适应封装的限制，多个次级线圈绕组，或在非常高的绕组电压下的工作。
背景技术
有几种基本的拓扑结构，通常被用于实现开关变换器。
DC-DC变换器是将一种电平的DC电压变换为另一种电平的DC电压的设备。该变换器通常包括一磁性元件，在其上绕有初级线圈和次级线圈绕组以形成变压器。通过以适当的间隔打开和关闭初级线圈电路来对在绕组之间发生的能量传递进行控制。磁性元件提供交流电压和电流，其幅值可以通过改变每组绕组的匝数和匝数比来调节。磁性元件在变换器的输入和输出之间提供电流的隔离。
一种拓扑结构是推挽变换器。输出信号是IC网络的输出，其交替地“接通”和“关断”晶体管。在晶体管输出的高频方波驱动磁性元件为AC(交流电流)偏置。隔离的次级线圈侧输出整流波，以产生DC(直流电流)。与其它拓扑结构相比，推挽变换器通常具有更多的部件。推挽方式通过产生AC偏置，有效地使用了磁性元件，但带来的问题是部件数量多，热减载，过大的磁体和复杂的铁芯重置方案。通过在初级线圈侧开关上的耗能的限位网络的使用，发生在开关上的毁灭性的回程电压被控制。另一种拓扑结构是前向变换器。当前向变换器的初级线圈侧加电时，能量被立即传送到次级线圈绕组。除了前面提到的问题，前向变换器带来的问题是磁性元件的无效的(dc偏置)使用。现有技术电源使用高磁导率有缝隙的铁氧体磁性元件。这些在本领域是公知和广泛使用的。现有技术电源的磁体通常设计为用于所需要的额定功率的两倍，并需要复杂的方法以重置和冷却磁性元件，导致了成本增加和有限的工作温度。这是因为在工作过程中，在铁芯中产生热量，其增加了磁导率和降低了饱和阈值，使高磁导率磁性元件饱和。这产生了失控的热量，电流尖峰和/或在空气隙中大的泄漏电流，降低的效率，和最终的在高温和/或高负载下的功率减少。整个的效果是，更低的效率，更低的功率密度，和依赖于强制的空气/热量下降的电源，其对于一定时间、温度和负载下的给定输出需要过大的铁氧体磁性元件。
改进
本发明的结合的改进转化为更高的系统效率，更高的功率密度，更低的工作温度，和改进的热承受力，从而减少或去掉了对于每个单元输出的强制空气冷却的需要。非饱和磁特性对温度是比较不敏感的(见图17)，从而允许变换器工作在更大的温度范围。在实际中，NSME的工作温度被导线/铁芯绝缘限制为200℃；而非饱和磁性材料在其500℃的居里温度附近仍可以工作。
所需要的变换器具有的电路策略，有利地利用了单独和分布式的NSME。
所需要的变换器具有的缓冲器电路提供了主FET的快速，低阻抗临界阻尼开关。
所需要的变换器采纳了有效的多个“小应力”回程管理技术，以整流和临界阻尼在变换器开关上的过大的节点电压。
所需要的变换器具有磁通反馈频率调制。
所需要的变换器校正AC功率因数。
所需要的变换器满足和超过了B类导通的EMI要求。
所需要的变换器可以承受闪电和苛刻的热环境。本发明要处理这些以及更多的问题。
发明内容
本发明的主要方面是为了实现具有下面的电路策略的变换器，其利用了单独的和分布式的NSME以实现这里所公开的关键的性能改进。
本发明的另一个方面是提供具有单独的和分布式的NSME的独特谐振槽路电路变换器策略，其利用了更高的初级线圈侧电路电压振幅，产生高频/高密度磁通。
本发明的另一个方面是通过单独的和分布式的NSME的使用、而实现的高能量密度单级频率控制的谐振槽路变换器拓扑结构。本发明的另一个方面是提供一种变换器设计，利用了FET驱动技术，包括N-沟道FET上的超快、低RDS，用于充电主FET门极，以及超快P-沟道晶体管，用于放电主FET门极。
本发明的另一个方面是为了提供变换器，其采纳了有效的多个“小应力(stress-less)”回程管理技术，以整流和临界阻尼在变换器开关上的过大的节点电压。
本发明的另一个方面是为了提供一种变换器，具有铁芯(磁通)同步化过零频率调制。
本发明的另一个方面是为了提供高功率因数到AC线路。
本发明的另一个方面是为了提供对高电压(输入线路)瞬变的保护。
本发明的另一个方面是为了有利地结合分布式磁体和其他变换器方面。
本发明的另一个方面是由几个高增益高速隔离的控制和反馈系统提供的主动的波动抑制。
本发明的其它方面从以下的描述和所附权利要求得到体现，其中参考了作为本说明书一部分的附图，其中相同的参考符号在几个图中指定对应的部件。
附图说明
图1和1A是本发明的两级校正功率因数的AC-DC隔离的输出变换器实施例的示意图。
图2是具有隔离的输出分支电路DCAC1的单级DC-AC变换器实施例的示意图。
图3和3A是本发明的三级AC-DC隔离的输出变换器实施例的示意图。
图4是校正功率因数的单级AC-DC变换器分支电路ACDFPF的示意图。
图4A是具有负载分担变换器分支电路ACDFPF1的另一个功率因数控制器的示意图。
图5是比较在相等电感的饱和和非饱和磁体中的典型绕组电流的图。
图6是非隔离的低端开关降压变换器分支电路NILBK的示意图。
图7是槽路连接的单级变换器分支电路TCSSC的优选实施例示意图。
图8是槽路连接的图腾棒(totem pole)变换器分支电路TCTP的示意图。
图9是单级非隔离的DC-DC升压变换器NILSBST的方框图。
图10是两级隔离的DC-DC升压控制的推挽变换器BSTPP的示意图。
图11是现有技术典型磁性元件材料的作为温度的函数的磁导率的图。
图12是现有技术典型磁性元件材料的作为温度的函数的磁通密度的图。
图12A是现有技术典型磁性元件材料对于各种磁通密度和工作频率的磁性元件损耗的图。
图13是示出标准开关损耗的图。
图14是示出本发明的较低开关损耗的图。
图15是示出NSME材料的磁化曲线(BH)的图。
图15A是H材料的磁化曲线的图。
图16是NSME材料的各种磁通密度和工作频率的磁性元件损耗的图。
图17是NSME的作为温度的函数的磁导率的图。
图18是升压NSME分支电路PFT1的示意图表示。
图18A是NSME分支电路PFT1A的示意图表示。
图18B是非饱和两端NSME分支电路BL1的示意图表示。
图18C是以分布式磁体配件实现的NSME PFT1D的示意图。
图19是推挽NSME分支电路PPT1的示意图表示。
图19A是另一种推挽NSME分支电路PPT1A的示意图表示。
图20是NSME输入瞬态保护和线路滤波器分支电路LL的示意图。
图20A是示出另一个线路滤波器LF的示意图。
图21是另一NSME输入瞬态保护和线路滤波器分支电路LLA的示意图。
图22是AC线路整流器分支电路BR的示意图。
图23是功率因数控制器分支电路PFA的示意图。
图24是另一个功率因数校正的升压控制元件分支电路PFB的示意图。
图25是输出整流器和滤波器分支电路OUTA的示意图。
图25A是另一个整流器分支电路OUTB的示意图。
图25B是另一个最后的输出整流器和滤波器分支电路OUTBB的示意图。
图26是漂移18伏DC的控制功率分支电路CP的示意图。
图26A是另一个18伏DC控制功率分支电路CP1的示意图。
图26B是分支电路ACDCPF1(图4A)工作的过程中作为以瓦为单位的输出功率的函数的VCC控制电压的图。
图27是另一个漂移18伏DC的推挽控制功率分支电路CPA的示意图。
图28是过温保护分支电路OTP的示意图。
图29是高速低阻抗缓冲器分支电路AMP、AMP1、AMP2和AMP3的示意图。
图30是主开关限位分支电路SN的示意图。
图30A是主开关整流二极管限位分支电路DSN的示意图。
图30B是主开关限位分支电路SNBB的示意图。
图31是另一个限位分支电路SNA的示意图。
图32是镜象(mirror)限位分支电路SNB的示意图。
图33是脉宽/频率调制器分支电路PWFM的示意图。
图34是在分支电路PWFM(图33)的工作过程中测量的节点电压示波图。
图35是在分支电路TCTP(图8)的工作过程中测量的初级线圈侧槽路电压的示波图。
图36是非隔离的18伏DC控制功率分支电路REG的示意图。
图37是非隔离的高端开关降压变换器分支电路HSBK的示意图。
图38是具有隔离的推挽输出分支电路LSBKPP的低端降压调节的两级变换器实施例的示意图。
图39是另一个隔离的两级低端开关降压变换器分支电路LSBKPPBR的示意图。
图40是过压反馈分支电路IPFFB的示意图。
图40A是非隔离的升压输出电压反馈分支电路FBA的示意图。
图40B是隔离的输出电压反馈分支电路IFB的示意图。
图40C是另一个隔离的过压反馈分支电路IOVFB的示意图。
图40D是另一个非隔离的升压输出电压反馈分支电路FBD的示意图。
图41是非隔离的输出电压反馈分支电路FBI的示意图。
图41A是另一个非隔离的反馈分支电路FB2的示意图。
图42是过压保护分支电路OVP的示意图。
图42A是隔离的过压反馈分支电路OVP1的示意图。
图42B是过压保护分支电路OVP2的示意图。
图42C是隔离的过压反馈分支电路OVP3的示意图。
图43是推挽振荡器分支电路PPG的示意图。
图44是软启动/涌入电流限制分支电路SS1的示意图。
图44A是在分支电路SS1(图44)的工作过程中的线路电流和输出电压的示波图。
图45是快速启动分支电路FS1的示意图。
图45A是在分支电路SS1(图44)的工作过程中分支电路FS1的示波图。
图46是另一个瞬态保护分支电路TRN的示意图。
图46A是另一个用于外部应用的瞬态保护分支电路TRNX的示意图。
图46B是在高电压瞬变事件的过程中变换器的示波图。
图47是讲述负载分担系统的信号流图。
图47A是讲述负载分担系统的另一个信号流图。
具体实施方式
在详细解释本发明的公开实施例之前，应该理解：本发明不限于应用于所示出或描述的特定装置的细节，因为本发明能够应用于其它的实施例。
表达法“分布式磁体(distributed magnetics)”是指多个磁性元件共用单个串联的初级线圈绕组以便在多个串联或并联的次级线圈绕组中感应出隔离的输出电流的结构。
而且，这里所使用的术语是为了描述的目的，而非限制的目的。
在包含在这里的该描述和其它描述中，下面的符号将具有赋予它们的意义：“+”表示串联连接，比如电阻A与电阻B串联，示为“A+B”。“‖”表示并联连接，比如电阻A与电阻B并联，示为“A‖B”。
首先参考图7，图7是本发明的优选实施例的示意图。
图7是槽路连接的(tank coupled)单级变换器分支电路TCSSC的优选实施例的示意图。分支电路TCSSC包括电阻R20和RLOAD，电容C10，晶体管Q21和Q11，分支电路CP(图26)，分支电路PFT1(图18)，分支电路OUTA(图25)，分支电路AMP(图29)，分支电路IFB(图40B)和分支电路PWFM(图33)。 图7 表 元件 值/部件号码 R20 1k欧姆 R61 2k欧姆 Q21 TST541 U12 4N29 Q11 IRFP460 C10 1.8uf
TCSSC可以被构造成作为AC-DC变换器，DC-DC变换器，DC-AC变换器，和AC-AC变换器工作。分支电路TCSSC包括电阻R20和RLOAD，电容C10，开关Q11和Q21，光隔离器U12，分支电路PFT1(图18)，分支电路OUTA(图25)，分支电路CP(图26)，分支电路AMP(图29)，分支电路IFB(图40B)和分支电路PWFM(图33)。外部电源VBAT连接到管脚DCIN+和DCIN-。电源也可以来自诸如图20或图21的整流的AC线路，以形成具有隔离输出的单级校正功率因数的AC-DC变换器。从DCIN+，电阻R20连接到分支电路CP管脚CP+，分支电路AMP管脚GA+，U12LED的阳极和分支电路PWFM管脚PWFM+。电阻R20提供启动功率到变换器，直到控制功率调节器分支电路CP到达所期望的18伏输出。VBAT负极是地回路(ground return)节点，连接到分支电路PWFM管脚PWFMB，Q11源极，分支电路AMP管脚GA0，分支电路CP管脚CT0，管脚DCIN-和分支电路PFT1管脚S1CT。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S1H被连接到CP管脚CT1A。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S1L被连接到CP管脚CT2A。分支电路PWFM被设计为恒定50％的导通比的可变频率发生器。分支电路PWFM时钟输出管脚CLK被连接到缓冲分支电路AMP管脚GA1的输入。缓冲分支电路AMP管脚GA2的输出被连接到Q11的门极和R21。电阻R21被连接到U12 LED的阴极。Q21的发射极和Q11的漏级被连接到分支电路PFT1管脚P1A。分支电路PFT1的管脚P1B通过槽路电容C10被连接到节点DCIN+，Q21集电极，通过电阻R61被连接到U12光电晶体管集电极。U12光电晶体管的发射极被连接到Q21的基极。若PWFM管脚CLK为高，则晶体管Q11导通，通过NSME PFT1，由VBAT来充电电容C10，在PFT1中存储能量。若分支电路PWFM开关CLK为低，则Q11截止。若CLK为低，则U12的LED被导通，注入基极电流到Q21。随着晶体管Q21导通，槽路电路被完成，允许电容C10放电到NSMEPFT1绕组100(图18)。现在，没有传送到负载的能量从NSME PFT1被释放到现在正向偏置的NPN开关Q2，再回到电容C10。从而任何没有被次级线圈负载使用的能量仍然保持在槽路连接的初级线圈电路(绕组100)中。当开关以谐振频率发生时，高电压在C10和绕组100之间振荡，在PFT1中生成高磁通密度AC振幅(excursion)。C10和PFT1交换可变AC电流，其幅值由频率调制方案IFB和PWFM控制。大的初级线圈电压在NSME PFT1中产生大的高频偏压，从而产生高磁通密度AC振幅，由次级线圈绕组102和103(图18)所收获，以支持负载或整流器分支电路OUTA。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S2H被连接到OUTA管脚C7B。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S2L被连接到OUTA管脚C8B。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S2CT被连接到OUTA管脚OUT-。节点OUT-被连接到RLOAD，管脚B-和分支电路IFB管脚OUT-。整流的功率被传送到OUTA的管脚OUT+和被连接到RLOAD，管脚B+和分支电路IFB管脚OUT+。分支电路IFB提供隔离的反馈信号到分支电路PWFM。分支电路PWFM的频率控制管脚FM1被连接到分支电路IFB管脚FBE。分支电路PWFM的内部的参考管脚REF被连接到分支电路IFB管脚FBC。PWFM被设计为工作在槽路(tank)谐振频率(2*π*SQR(C10*100(图18)的电感))。当分支电路IFB检测到变换器输出为目标电压时，电流从PWFM管脚REF注入FM1。注入电流到FM1则命令PWFM提供更低的时钟频率到管脚CLK。驱动槽路离开谐振减少了加入槽路的能量，从而减少了变换器输出电压。若来自IFB的反馈信号命令PWFM关断或0Hz，即无负载，则所有初级线圈侧动作停止。来自VBAT的输入电流可以是稳定状态或可变DC。当TCSSC工作于整流的AC(分支电路LL图20)时，则实现了高输入(线)功率因数和输入瞬态保护。PFT1的初级线圈和次级线圈电流是正弦波，没有边界跃迁，使得变换器非常安静。另外，开关Q11和Q21绝不会受到在槽路中感应的大的循环电压(见图35)。这使得在设计中可以使用更低电压的开关，从而减少了损耗和增加了MTBF。在该变换器的拓扑结构中，分支电路TCSSC利用了NSME的期望的特性。TCSSC很适于用分布式的NSME PFT1D来实现(图18C)。这种组合示例了分布式磁体如何能够使得有利的高电压变换器设计支持波形因数灵活性和从在多个NSME上的串联的分压的初级线圈绕组得到多个并联的次级线圈输出。该磁体策略对于解决导线/铁芯绝缘，波形因数和封装限制，电路复杂性和可制造性方面的问题是有用的。这些变换器策略对于从高电压低电流串联的初级线圈侧获得隔离的高电流密度输出是很有用的。调整次级线圈侧匝数比使得TCSSC能够产生非常大的AC或DC输出电压，以及低电压高电流输出。
其它实施例
图1和1A是两级校正功率因数的AC-DC变换器的示意图。本发明包括线路保护滤波器分支电路LL(图20)和全波整流器分支电路BR(图22)，具有分支电路PFA2(图23)、限位分支电路SN(图30)、磁性元件分支电路PFT1(图18)、分支电路CP(图26)、缓冲分支电路AMP(图29)、过温分支电路OTP(图28)、过压反馈分支电路IPFFB(图40)和电压反馈分支电路IFB(图40B)的校正功率因数的调节升压级；启动电阻R2，滤波电容C1，PFC电容C2，回程(flyback)二极管D4，开关晶体管Q1，支持(holdup)电容C17和C16，和电阻R17；具有分支电路CPA(图27)、PPG(图43)、AMP1(图29)、AMP2(图29)、限位分支电路SNB(图32)和SNA(图31)、电阻RLOAD、晶体管Q6和Q9、磁性元件PPT1(图19)、和OUTA(图25)的有效的推挽隔离级。 图1 表 元件 值/部件号码 C1 0.01uf C2 1.8uf R2 100k欧姆 D4 8A，600V Q1 IRFP 460 C17 100uf C16 100uf R17 375k欧姆 Q6 FS 14SM-18A Q9 FS 14SM-18A
在两级变换器中，到第二推挽输出级的初级线圈侧电压被校正功率因数的输入(升压)级所调制。每一级可以包括单体式和分布式NSME。非饱和磁体的B-H磁滞现象如图15所示。尽管以下的描述是基于特定的变换器拓扑结构，即，回程控制的初级线圈侧和恒定导通比的推挽次级线圈侧，但是几种拓扑结构的输出的数目，式样和布置是举例来说明的，而非用以限制。另外，非饱和磁体BL1，PFT1，和PPT1可以以分布式NSME来实现。作为一个例子，PFT1被示为分布式磁体PFT1A(图18C)。分布式磁体能够使得有利的高电压变换器设计变例支持波形因数灵活性和从在多个NSME上的串联的分压的初级线圈绕组得到多个并联的次级线圈输出。支持电容[C17‖C16]的负极被连接到桥的正极。这使得整流的线路电压不包括支持电容上的升压电压。而这又使得推挽级能够从升压(PFC)级直接调节。这就去掉了现有技术的过于庞大的热减载的变压器的通常的PWM控制和许多分支电路部件。AC线路被连接到分支电路LL(图20)的管脚LL1和LL2之间。AC/地被连接到节点LL0。滤波的和电压限制的AC线路出现在分支电路LL的节点/管脚LL5和连接到桥式整流器分支电路BR的节点BR1(图22)。滤波的和电压限制的AC的中性/AC返回支路出现在分支电路LL的管脚LL6，被连接到BR的输入管脚BR2。线路被全波整流和被转换为正的半正矢，出现在分支电路BR的节点BR+(图22)。启动电阻R2连接BR+到分支电路CP管脚CP+。节点CP+连接到控制元件分支电路PFA的管脚PFA+(图23)和过温开关分支电路OTP(图28)管脚GAP。电阻R2提供启动功率到控制元件，直到整流器/调节器CP处于全额输出。PFT1的节点S1H被连接到分支电路PFA的节点PFVC。当S1H的电压为零时，检测到的铁芯过零点。铁芯的过零点被用于重置PFC和开始新的周期。桥的DC侧的正极节点BR+通过电容C2被连接到BR-。选择C2以用于各种线路和负载条件以便将开关电流从线路断开，提高了功率因数同时减少了线路谐波和EMI。NSME分支电路PFT1(图18)的初级线圈侧管脚P1B和S2CT连接到限位分支电路SN(图30)的管脚SNL1，连接到分支电路BR管脚BR+和连接到管脚BR+(图1A)。整流的AC功率的返回线路BR-被连接到以下管脚：分支电路BR的BR-，PFA管脚BR-，分支电路AMP管脚GA0，输出开关Q1源极，电容C2，分支电路CP管脚CT0，分支电路PFT1管脚S1CT和CT20，通过EMI滤波电容C1连接到地节点LL0。图1中的管脚BR+被连接到图1A的分支电路CPA管脚，SN管脚SNL1，分支电路PFT1管脚P1B，和分支电路PFT1管脚S2CT。管脚BR+继续连接到图1A的分支电路CPA管脚CT20，PPG(图43)管脚PPG0，分支电路AMP1管脚GA0，分支电路AMP2管脚GA0，分支电路IPFFB管脚PF-，电容[C16‖C17‖电阻R17]，晶体管Q6源极，晶体管Q9源极，分支电路SNA管脚SNA2和分支电路SNB管脚SNB2。输出开关Q1的漏级被连接到二极管D4阳极，分支电路SNB管脚SNL2，和分支电路PFT1管脚P1A和分支电路SN管脚SNL2。限位网络SN减少了到Q1的高电压应力，直到回程二极管D4开始导通。AC-DC变换器级(图1)的线路耦合的，校正功率因数的升压调节的输出电压，出现在节点PF+。通过连接与D4并联的分支电路DSN(图30A)，可以实现另外的效率。升压调节的输出PF+连接到以下的节点：分支电路SN管脚SNOUT，分支电路DSN管脚SNOUT和二极管D4阴极。节点PF+也连接到图1A中的电容[C16‖C17‖R17]，分支电路IPFFB(图40)管脚PF+，分支电路PPT1(图19)管脚P2CT，限位分支电路SNA(图31)管脚SNA3，和限位SNB(图32)管脚SNB3。分支电路PFT1的磁性元件绕组管脚S1H被连接到CP管脚CT1A和分支电路PFA的管脚PFVC。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S1L被连接到CP管脚CT2A。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S2H被连接到管脚10，然后连接到图1A的CPA管脚CT1B。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S2L被连接到管脚12，然后连接到图1A的CPA管脚CT2B。使用AC线路相位，负载电压，和磁性元件反馈，分支电路PFA产生命令脉冲PFCLK。分支电路PFA(图23)的管脚PFCLK被连接到分支电路AMP1(图29)的缓冲放大器管脚GA1的输入。分支电路AMP的缓冲的高速门极驱动输出管脚GA2被连接到开关FETQ1的门极。由AMP提供的缓冲缩短了开关Q1ON和OFF的时间，大大减少了开关损耗(见图13和14)。Q1的源极和管脚GA0被连接到返回节点BR-。从分支电路OTP管脚TS+，功率被连接到分支电路AMP管脚GA+。热开关THS1被连接到Q1。若Q1到达大约105℃，则THS1打开，将功率转移到分支电路AMP，安全地关断第一(输入)级。在开关温度下降20-30℃关断THS1之后，恢复正常工作。输出开关Q1的漏级被连接到非饱和磁体分支电路PFT1(图18)的初级线圈绕组管脚P1A和限位分支电路SN(图30)的管脚SNL2。来自PFC分支电路PFA管脚PFA2的参考电压被连接到反馈网络分支电路IPFFB管脚FBC和分支电路IFB管脚FBC。控制电流反馈网络在分支电路PFA的节点PF1被总加。管脚PF1被连接到反馈网络分支电路IPFFB管脚FBE和分支电路IFB管脚FBE。恒定频率/导通比非重叠两相发生器分支电路PPG(图43、1A)产生推挽输出级的驱动。第一相输出管脚PH1被连接到分支电路AMP1管脚GA1，第二相输出管脚PH2被连接到分支电路AMP2管脚GA1。放大器缓冲分支电路AMP1管脚GAP2的输出连接到推挽输出开关Q6的门极。放大器缓冲分支电路AMP2管脚GAP2的输出连接到推挽输出开关Q9的门极。来自AMP1和AMP2的缓冲电流为Q6和Q9提供了快速，低阻抗临界阻尼的开关，大大减少了ON-OFF转变时间和开关损耗。来自分支电路CPA(图1A)管脚CP2+的调节的18伏功率被连接到放大器缓冲分支电路AMP1管脚GA+，放大器缓冲分支电路AMP2管脚GA+和分支电路PPG管脚PPG+。晶体管Q6的漏级被连接到限位网络分支电路SNB管脚SNB1和非饱和中间抽头的初级线圈磁性元件分支电路PPT1管脚P2H。晶体管Q9的漏级被连接到限位网络分支电路SNA(图31)管脚SNA1和分支电路PPT1管脚P2L。晶体管Q6的源极被连接到限位网络分支电路SNB管脚SNB2，晶体管Q9源极，分支电路SNA管脚SNA2和返回节点BR+。NSME分支电路PPT1管脚SH的隔离的输出连接到整流器分支电路OUTA(图25A)的管脚C7B，管脚SL连接到分支电路OUTA C8B。PPT1管脚SCT的中间抽头是输出返回或负极节点OUT-，它连接到分支电路OUTA管脚OUT-和分支电路IFB(图40B)管脚OUT-和RLOAD。变换器正极输出从分支电路OUTA管脚OUT+被连接到RLOAD和分支电路IFB管脚OUT+。图1元件LL1，BR，PFA，AMP，Q1，IPFFB，IFB和PFT1(输入级)执行校正功率因数的AC-DC变换。该变换器的调节的高电压输出提供了有效的固定的频率/导通比的推挽级，包括PPG，AMP1，AMP2，Q6，Q9，PPT1和OUTA(图1A)。磁性元件分支电路PPT1提供电流隔离和在次级线圈最小的电压过调和波动，从而最小化对整流器分支电路OUTA的滤波要求。5伏参考输出从分支电路PFA管脚PFA2连接到管脚15，然后连接到图1A的分支电路IPFFB管脚FBC和分支电路IFB管脚FBC。脉宽控制输入从分支电路PFA管脚PF1连接到管脚14，然后连接到图1A的分支电路IPFFB管脚FBE和分支电路IFB管脚FBE。分支电路IFB提供高速反馈到AC-DC变换器，升压级的速度提供了精确的输出电压调节和主动的波动抑制。若线路或负载突然改变，则分支电路IPFFB校正内部的升压以保持在隔离的输出的稳压。在现有技术中已知的负载遥感和其它反馈方案可以用分支电路IPFFB来实现。该结构提供了校正功率因数的输入瞬态保护，快速的线路-负载响应，优异的调节，隔离的输出和在高温下安静有效的工作。
图2是一DC-AC变换器的实施例的示意图。本发明的DCAC1是一有效的推挽变换器，包括分支电路PPG(图43)，AMP1(图29)，AMP2(图29)，SNB(图32)，SNA(图31)，PPT1(图19)和OUTA(图25)，开关Q6和Q9。 图2 表 元件 值/部件号码 Q6 FS 14SM-18A Q9 FS 14SM-18A
变换器ACDC1接收可变的DC电压和有效地将其变换为固定的频率的可变的AC电压输出。通过对PPG的简单的改变，可以实现可变频率工作。在该实施例中，要求固定的频率工作。磁性元件包括非饱和磁体。非饱和磁体的B-H磁滞现象的图如图15所示。可变DC电压被施加到管脚DC+。管脚DC+连接到以下的节点：分支电路PPT1(图19)管脚P2CT，限位分支电路SNA(图31)管脚SNA3，和限位SNB(图32)管脚SNB3。恒定频率非重叠两相发生器分支电路PPG(图43)产生推挽输出开关的驱动。第一相输出管脚PH1被连接到分支电路AMP1管脚GA1，第二相输出管脚PH2被连接到分支电路AMP2管脚GA1。放大器缓冲分支电路AMP1管脚GAP2的输出连接到推挽输出开关Q6的门极。放大器缓冲分支电路AMP2管脚GAP2的输出连接到推挽输出开关Q9的门极。由AMP1和AMP2提供的缓冲缩短了开关Q1ON和OFF时间，大大减少了开关损耗(见图13和14)。外部调节的18伏功率从管脚P18V连接到放大器缓冲分支电路AMP1管脚GA+，放大器缓冲分支电路AMP2管脚GA+和分支电路PPG管脚PPG+。晶体管Q6的漏级被连接到限位网络分支电路SNB管脚SNB1和非饱和中间抽头的初级线圈磁性元件分支电路PPT1管脚P2H。晶体管Q9的漏级被连接到限位网络分支电路SNA(图31)管脚SNA1和分支电路PPT1管脚P2L。晶体管Q6的源极被连接到限位网络分支电路SNB管脚SNB2，晶体管Q9源极，分支电路SNA管脚SNA2，分支电路AMP1管脚GA0，分支电路AMP2管脚GA0，分支电路PPG管脚PPG0，和返回管脚DC-。NSME分支电路PPT1管脚SH的AC输出连接到管脚ACH，管脚SL连接到管脚ACL。PPT1的中间抽头管脚SCT被连接到管脚AC0。磁性元件分支电路PPT1提供电流隔离和在次级线圈最小的电压过调和波动，从而最小化加入整流器配件时的滤波要求。分支电路DCAC1可以被用作单机变换器或作为在多级变换器系统中的快速安静有效的级。分支电路DCAC1实现了隔离的输出，安静的工作，有效的变换，和在高温和低温下的工作。
图3和3A是本发明的三级形式。该布置包括AC-DC或DC-DC升压变换器级，DC-DC前向变换器级，和推挽级。通过在每级中结合低电流降压调节，缓冲开关，整流的限位和NSME，该系统减少了损耗。校正功率因数的升压级被用于保证，任何连接到变换器的负载在AC线路看来都象阻性负载，消除了在AC功率线路中所不希望的谐波和变位电流。与现有技术相比具有更低的磁导率的NSME，被用于最小化磁化损耗，提高耦合效率，最小化磁性元件发热，消除了饱和铁芯销钉/缝隙电流泄漏，减少了部件数量，减少了热损伤，和增加了MTBF(mean time before failure，无故障平均时间)。本发明也使用了具有高速开关FET的射极跟随电路，以便快速地回转(slew)主FET门极。非饱和磁体的使用使得能够工作在更高的电压，其成比例地降低了电流，由于还减少了I2R的发热引起的开关、磁性元件、和导体损耗。高电压FET开关还具有更低门极容量的优点，这带来了更快的开关。在接通时，N-沟道门极驱动FET快速地充电主FET门极。在关断时，PNP达林顿晶体管开关快速地放电主FET门极。在PFC级中的回程效果通过使用整流RC网络来管理，该整流RC网络在具有输出二极管的两端，具有另外的电容耦合的二极管，在开关的磁性元件的两端，从而断开和进一步阻尼感性的回程。本发明包括：校正功率因数的调节升压级，具有线路保护滤波器分支电路LL1(图21)和全波整流器分支电路BR(图22)和电容C1和C2；分支电路PFB(图24)，电阻R2，整流器CP(图26)，磁性元件PFT1(图18)，过温保护OTP(图28)限位SN(图30)门极缓冲AMP(图29)，开关晶体管Q1，回程二极管D4，支持电容C17和C16，渗出(bleed)电阻R17，和电压反馈分支电路FBA(图40A)；有效的第二预调节降压级，具有分支电路PWFM(图33)，电流检测电阻R26，整流器CPA(图27)，磁性元件BL1(图18B)，过压保护OVP(图42)，IPFFB(图40)，门极缓冲AMP3(图29)，开关晶体管Q2，回程二极管D70，存储电容C4，和电压反馈分支电路IFB(图40B)；和有效的第三推挽隔离级，具有分支电路CPA(图27)，两相发生器PPG(图43)，门极缓冲AMP1(图29)和AMP2(图29)，开关晶体管Q6，和Q9，限位SNA(图31)和SNB(图32)，磁性元件PPT1(图19)和整流器OUTA(图25)。 图3，3a 表 元件 值/部件号码 C1 .01uf C2 1.8uf R2 100k欧姆 D4 STA1206二极管 R17 375k欧姆 Q1 IRFP460 C16 100uf C17 100uf R26 .05欧姆 D70 STA1206 DI Q2 IRFP460 C4 10uf Q6 FS14Sm-18A Q9 FS14Sm-18A
AC线路被连接到分支电路LLA(图21)，在管脚LL1和LL2之间。AC/地被连接到节点LL0。滤波和电压限制的AC线路出现在分支电路LLA的节点/管脚LL5和连接到桥式整流器分支电路BR的节点BR1。滤波和电压限制的AC的中性/AC返回支路出现在分支电路LL的管脚LL6，其被连接到BR的输入管脚BR2。线路被全波整流和被转换为正半正矢，出现在分支电路BR的节点BR+。启动电阻R2连接BR+到分支电路CP管脚CP+。节点CP+连接到控制元件分支电路PFB的管脚PFA+和过温开关分支电路OTP管脚GAP。电阻R2提供启动功率到控制元件，直到调节器CP为全额输出。节点S1H从PFT1被连接到管脚31(图3)，然后连接到分支电路CP的管脚CT1A和分支电路PFB的管脚PFVC。当S1H的电压相对于BR-为零时，检测到的铁芯偏置过零点。铁芯的过零点被用于重置PFC和开始新的周期。桥的DC侧的正极节点BR+通过电容C2被连接到BR-。选择C2以用于各种线路和负载条件以便将开关电流从线路断开，提高了功率因数。分支电路BR管脚BR+连接到限位分支电路SN的管脚SNL1，分支电路PFB管脚BR+和管脚BR+(图3A)，然后连接到NSME分支电路PFT1初级线圈侧的管脚P1B和分支电路OVP管脚BR+。整流的AC功率的返回线路被连接到以下管脚：分支电路BR的BR-，分支电路PFT1管脚S1CT，PFC分支电路PFB管脚BR-，分支电路FBA管脚BR-，电容C2，分支电路CP管脚CT0，分支电路IPFFB管脚FBE，和通过EMI滤波电容C1连接到地节点LL0。节点BR-继续到图3A，连接到R26，电容[C16‖C17‖R17]，分支电路OVP管脚BR-，分支电路PWFM管脚PWFM0，分支电路AMP3管脚GA0，开关Q2源极。漂移地节点PF-被连接到磁性元件分支电路PFT1管脚S2CT，整流器分支电路CPA管脚CT20，发生器分支电路PPG(图43)管脚PPG0，分支电路AMP1管脚GA0，分支电路AMP2管脚GA0，电容C4，磁性元件BL1管脚，晶体管Q6源极，晶体管Q9源极，分支电路SNA管脚SNA2，分支电路SNB管脚SNB2，管脚PF-(图3)，然后连接到分支电路IPFFB管脚PF-。输出开关Q1的漏级被连接到二极管D4阳极，分支电路SN管脚SNL2，然后连接到图3A的管脚34，然后连接到分支电路PFT1管脚P1A。限位SN减少了到Q1的高电压应力，直到回程二极管D4开始导通。通过在回程二极管D4两端增加分支电路DSN(图30A)实现了另外的整流效率和保护。校正功率因数的AC-DC变换器级的反馈校正的升压输出电压出现在节点PF+和PF-之间。调节的385伏升压输出节点PF+连接到以下的节点；分支电路SN管脚SNOUT，二极管D4阴极，分支电路IPFFB(图40)管脚PF+，分支电路FBA管脚PF+，然后连接到图3A的管脚PF+，电容[C16‖C17‖R17]，磁性元件分支电路PTT1(图19)管脚P2CT，限位分支电路SNA(图31)管脚SNA3，和限位SNB(图32)管脚SNB3，分支电路OVP管脚PF+，电容C4和二极管D70阴极。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S1H被连接到图3的管脚31，然后连接到分支电路CP管脚CT1A和分支电路PFB的管脚PFVC。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S1L被连接到图3的管脚33，然后连接到分支电路CP管脚CT2A。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S2H被连接到CPA管脚CT1B。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S2L被连接到CP管脚CT2B。分支电路PFB使用来自AC线路的相位的反馈，Q1开关电流，磁偏置第一级和输出电压反馈在管脚PFCLK产生命令脉冲。分支电路PFB(图24)的管脚PFCLK被连接到分支电路AMP1的缓冲AMP放大器管脚GA1的输入端。分支电路AMP的缓冲的高速低阻抗门极驱动输出管脚GA2被连接到开关FETQ1的门极。由AMP提供的缓冲缩短了开关Q1“ON”和“OFF”时间，大大减少了开关损耗(见图13和14)。Q1的源极被连接到分支电路AMP管脚GA0，图3A的管脚35，然后连接到电流检测电阻R26，其被连接到返回节点BR-。在R26上的电压被反馈到PFB管脚PFSC。通过响应于对电流故障感应的低线路或高负载而减少脉宽，该信号被用于保护该开关。分支电路FBA管脚BR-的返回线路被连接到节点BR-和分支电路PFB的管脚BR-。该反馈是非隔离的；选择网络值使得第一级在PF+有385伏输出。分支电路反馈网络FBA(图40A)管脚PF1被连接到分支电路PFB管脚PF1。控制器PFB调制PFCLK信号以维持在PF+的实质上恒定的385V电压，而与线路和负载条件无关。若在分支电路FBA中有部件故障，则PBF可以命令变换器到非常高电压。分支电路OVP监视第一级升压，若它超过405伏则OVP将钳位分支电路BR的输出，使分支电路LLA中的熔断器F1打开。另一个过压网络OVP1(图42A)可以取代OVP，钳位8伏控制功率，停止变换器的升压动作，而不打开熔断器。在分支电路FBA管脚PF1的节点的采样的变换器输出被连接到分支电路PFB管脚PF1。在BR+的半正矢和内部的乘法器被PFB使用，以便在管脚PFCLK产生可变宽度控制脉冲。开关Q1的高频调制使得负载/变换器对AC线路表现阻性。过温保护分支电路OTP管脚TS+被连接到分支电路AMP管脚GA+。热开关THS1被连接到Q1。若Q1到达大约105℃则THS1打开，将功率转移到分支电路AMP，安全地关断第一级。在温度降低20-30℃，关闭THS之后，正常工作恢复。第二级被构造为降压级。它接受第一级的385伏输出。通过采用第二漂移参考节点PF-能量存储元件电容C4，到最终推挽级的电压可以用最小的损耗来调节。功率从分支电路CP管脚CP18V+被连接到图3A的管脚30，然后连接到分支电路PWFM(图33)管脚PWM+和AMP3管脚GA+。反馈电流从分支电路IPFFB管脚FBC被连接到图3A的管脚36，然后连接到分支电路IFB管脚FBC和分支电路PWFM管脚PF1。只有第二级的输出大于200伏时，分支电路IPFFB才从该节点分流电流。当变换器达到其所希望的输出电压时，IFB从PWFM管脚PF1分流电流，指示PWFM以减少在管脚PWMCLK脉宽。分支电路AMP3输入管脚被连接到分支电路PWFM管脚PWMCLK。AMP3缓冲管脚GA2的输出被连接到开关Q2的门极。Q2的漏级被连接到D70的阳极和非饱和磁体分支电路BL1管脚P2B(图18B)。接通开关Q2充电C4，同时也在磁性元件BL1中存储能量。释放开关Q2使得存储在磁性元件BL1中的能量通过回程二极管D70充电C4。更大的脉宽充电C4到更大的电压，从而有效地阻止部分第一级电压到最终推挽级。该动作为最终的变换器级提供了被调节的电压。第三和最后的推挽(变压器)变换器级提供电流隔离，滤波和通常转换内部的高电压总线到更低的调节的输出电压。有效的推挽级以最大负载-铁芯质量比，在NSME中产生交流磁化电流。恒定频率非重叠两相发生器分支电路PPG(图43)产生推挽输出级的驱动。第一相输出管脚PH1被连接到分支电路AMP1管脚GA1，输出管脚PH2被连接到分支电路AMP2管脚GA1。放大器缓冲分支电路AMP1管脚GAP2的输出连接到推挽输出开关Q6的门极。放大器缓冲分支电路AMP2管脚GAP2的输出连接到推挽输出开关Q9的门极。由AMP1和AMP2提供的缓冲缩短了开关Q1ON和OFF时间，大大减少了开关损耗。(见图13和14)调节的18伏功率从分支电路CPA管脚CP18+被连接到放大器缓冲分支电路AMP1管脚GA+，放大器缓冲分支电路AMP2管脚GA+和分支电路PPG管脚PPG+。晶体管Q6的漏级被连接到限位网络分支电路SNB管脚SNB1和to非饱和中间抽头的初级线圈磁性元件分支电路PPT1管脚P2H。晶体管Q9的漏级被连接到限位网络分支电路SNA(图31)管脚SNA1和分支电路PPT1管脚P2L。返回节点PF-连接晶体管Q6的源极到限位网络分支电路SNB管脚SNB3，晶体管Q9源极，分支电路SNA管脚SNA3和到返回节点GND2。NSME分支电路PPT1管脚SH的输出连接到整流器分支电路OUTA(图25)的管脚C7B，管脚SL连接到C8B。PPT1的中间抽头管脚SCT是输出返回或负极节点OUT-，它连接到分支电路管脚OUT-和分支电路IFB管脚OUT-和RLOAD。电源正极输出从分支电路OUTA管脚OUT+被连接到RLOAD和分支电路IFB管脚OUT+。元件LL1，BR，PFA，AMP，Q1，IPFFB，IFB和PFT1提供校正功率因数的AC-DC变换和DC输出调节。该变换器的调节的高电压的输出被用于提供功率到有效的固定频率的推挽级PPG，AMP1，AMP2，Q6，Q9，PPT1和OUTA。磁性元件分支电路PPT1提供电流隔离和在次级线圈侧的最小的电压过调，从而最小化整流器分支电路OUTA的滤波要求。分支电路IFB提供高速反馈到AC-DC变换器，升压级的速度提供了精确的输出电压调节和主动的(active)波动抑制。若发生突然的线路或负载变化，分支电路IPFFB抵偿内部的升压。该系统通过集中输出控制于变换器的中间(低电流)级和通过在每级中使用非饱和磁体、缓冲开关和整流限位器，减少了损耗。结合的改进带来了更高的系统效率，更高的功率密度，更低的工作温度，提高了耐热性，从而减少了或去掉了每个单位输出对于强迫空冷的需要。非饱和磁特性对温度是比较不敏感的(见图17)，从而允许变换器工作在更大的温度范围。在实际中，Kool Mu NSME的工作温度被导线/铁芯绝缘限制在200℃；非饱和磁性材料在其500℃的居里温度附近仍可以工作。该结构提供了校正功率因数的输入瞬态保护，快速的线路-负载和波动补偿，优异的输出调节，输出隔离和在高温下的安静有效的工作。
图4是校正功率因数的单级AC-DC变换器分支电路ACDCPF的示意图。本发明包括线路保护滤波器分支电路LL(图20)和全波整流器分支电路BR(图22)。校正功率因数的调节的升压级具有分支电路PFB(图24)、限位分支电路SN(图30)、磁性元件分支电路PFT1A(图18A)、分支电路CP(图26)、缓冲分支电路AMP(图29)、过温分支电路OTP(图28)、和电压反馈分支电路FBA(图40A)。启动电阻R2，滤波电容C1，PFC电容C2，回程二极管D4，开关晶体管Q1，支持电容C17和C16，和电阻R17。 图4 表 元件 值/部件号码 C1 .01uf C2 1.8uf R2 100k欧姆 R26 0.05欧姆 Q1 IRFP 460 D4 STA1206 DI C17 100uf C16 100uf R17 375k欧姆
AC线路被连接到分支电路LL(图20)，在管脚LL1和LL2之间。AC/地被连接到节点LL0。滤波的和电压限制的AC线路出现在分支电路LL1的节点/管脚LL5和连接到桥式整流器分支电路BR(图22)的节点BR1。滤波的和电压限制的AC的中性/AC返回支路出现在分支电路LL的管脚LL6，其被连接到BR的输入管脚BR2。线路被全波整流和被转换为正半正矢，出现在分支电路BR(图22)的节点BR+。启动电阻R2连接BR+到分支电路CP管脚CP+。节点CP+连接到功率因数控制器分支电路PFA(图24)的管脚PFA+和过温开关分支电路OTP(图28)管脚GAP。电阻R2提供启动功率到，控制元件直到整流器和调节器CP为全额输出。节点S1H从PFT1A被连接到分支电路PFB的节点PFVC。当S1H的电压为零时，检测到的铁芯偏置过零点。铁芯的过零点被用于重置PFC和开始新的周期。桥的DC侧的正极节点BR+通过电容C2被连接到BR-。选择C2以用于各种线路和负载条件以便将开关电流从线路断开，提高了功率因数。NSME分支电路PFT1A(图18A)的初级线圈侧管脚P1B连接到限位分支电路SN(图30)的管脚SNL1，分支电路PFB管脚BR+和连接到节点BR+。整流的AC功率的返回线路BR-被连接到以下管脚：分支电路BR的BR-，分支电路PFB管脚BR-，分支电路AMP管脚GA0，检测电阻R26，电容[C16‖C17‖电阻R17]，电容C2，分支电路CP管脚CT0，分支电路PFT1A管脚S1CT和通过EMI滤波电容C1连接到地节点LL0。输出开关Q1的漏级被连接到二极管D4阳极，分支电路PFT1A管脚P1A和限位分支电路SN管脚SNL2。通过增加与回程二极管D4并联的分支电路DSN(图30A)实现了另外的整流效率和保护。分支电路提供减少了到Q1的高电压应力，直到回程二极管D4开始导通。AC-DC变换器级(图1)的线路耦合的，校正功率因数的升压调节的输出电压出现在节点PF+。调节的升压输出PF+连接到以下的节点：分支电路SN管脚SNOUT，二极管D4阴极，电容[C16‖C17‖R17]，和限位器DSN(图30A)管脚SNOUT。分支电路PFT1A的磁性元件绕组节点S1H被连接到CP管脚CT1A和分支电路PFB的管脚PFVC。分支电路PFT1A的磁性元件绕组节点S1L被连接到CP管脚CT2A。分支电路PFB使用AC线路的相位和负载电压产生命令脉冲PFCLK。分支电路PFB(图24)的管脚PFCLK被连接到分支电路AMP1(图29)的缓冲放大器管脚GA1的输入端。分支电路AMP的缓冲的高速门极驱动输出管脚GA2被连接到开关FETQ1的门极。由AMP提供的缓冲缩短了开关Q1ON和OFF时间，大大减少了开关损耗。Q1的源极被连接到电流检测电阻R26，分支电路PFB的管脚PFSC，然后连接到返回节点BR-。在R26两端的电压被反馈到PFB管脚PFSC。该信号被用于在过电流故障时保护该开关。热开关THS1被连接到Q1。若Q1到达大约105℃，则THS1打开，将功率转移到分支电路AMP，安全地关断第一级。在开关温度降低20-30℃关闭THS1之后，恢复正常工作。分支电路反馈网络FBA(图40A)管脚PF1被连接到分支电路PFB管脚PF1。在节点PF+的变换器输出([C17‖C16]和D4的连接点)被连接到分支电路FBA管脚PF+。分支电路FBA管脚BR-的返回线路被连接到分支电路PFB的管脚BR-。该反馈是非隔离的；选择网络值使得在PF+有相对于BR-实质上恒定的385伏输出。高电压半正矢从整流器部分BR管脚BR+被连接到分支电路PFB管脚BR+。半正矢和内部的乘法器由PFB使用，使得变换器ACDCPF对于AC线路表现出阻性。分支电路LL1，BR，PFB，AMP，Q1，OTP，FBA，IFB和PFT1A执行校正功率因数的AC-DC变换。该变换器的调节的高电压的输出可以被用于向一个或更多的连接到PF+和BR-节点的外部变换器提供功率。NSME分支电路PPT1A以高功率水平和非常小的波形因数提供有效的升压功能。分支电路FBA提供高速反馈到变换器，升压级的速度提供精确的输出电压调节和主动的波动抑制。该结构提供了校正功率因数的输入瞬态保护，快速的线路-负载响应，优异的调节和在高温下安静有效的工作。
图4A是具有自动负载校准(leveling)分支电路ACDCPF1的校正功率因数的变换器的示意图。本发明包括线路滤波器分支电路LF(图20A)，快速启动分支电路FS1(图45)，暂态二极管D460，D461，和D462(图46)和涌入(inrush)限制器分支电路SS1(图44)。校正功率因数的调节的升压级具有分支电路PFB(图24)，限位分支电路SNBB(图30B)，磁性元件分支电路PFT1A(图18A)，分支电路CP1(图26A)，缓冲分支电路AMP(图29)，过温分支电路OTP(图28)，过压分支电路FB2(图41A)，和电压反馈分支电路FBD(图40D)。自动负载-校准电阻R345，滤波电容C1，PFC电容C2，回程二极管D4，开关晶体管Q1，支持电容C442和C417。 图4A 表 元件 值/部件号码 C1 .01uf C2 1.8uf R26 0.05欧姆 Q1 ATP5014B2LC D460 STA1206 DI C442 330 uf C417 0.58 uf R345 1MEG欧姆
AC线路被连接到分支电路LF(图20A)节点LL1和LL2之间。AC/地被连接到节点LL0。滤波的和整流的AC线路出现在分支电路LF的管脚BR+，其连接到暂态二极管D460-462的阳极。二极管D460-462的阴极连接到节点PF+和主存储电容C442。线路被全波整流，转换为正半正矢，出现在分支电路LF(图20A)的节点B+。滤波器分支电路LF的节点B+被连接到PFB(图24)的输入管脚BR2，C2的正极，PFT1A的管脚PB1，SS1的管脚B+。选择电容C2以适于各种线路和负载条件，以便从线路断开开关电流，提高了功率因数。快速启动分支电路FS1节点TP17连接到分支电路CP1管脚TP17。CP1的节点VCC连接到功率因数控制器分支电路PFA(图24)的管脚PFA+，自动负载校准电阻R345连接到PFB的管脚PF1和FBD的PF1。FS1的VCC连接到过温开关分支电路OTP(图28)管脚GAP。快速启动FS1提供启动功率，直到变换器为全额功率。在过大的升压损耗的情况下，它也提供控制功率。节点S1H从PFT1A被连接到分支电路PFB的节点PFVC。当S1H的电压为零时，检测到的铁芯偏置过零点。铁芯的过零点被用于重置U1B和开始新的周期。NSME分支电路PFT1A(图18A)的初级线圈侧管脚P1B连接到限位分支电路SNBB(图30B)的管脚SNL2，分支电路PFB管脚BR+和连接到节点B+。整流的AC功率的返回线路BR-被连接到以下管脚：分支电路LF的BR-，分支电路PFB管脚BR-，分支电路AMP管脚GA0，分支电路SS1管脚BR-，检测电阻R26，分支电路SS1管脚BR-，电容C417和C2，分支电路CP1管脚CT0，分支电路FB2管脚BR-，分支电路FBD管脚BR-，分支电路FS1管脚BR-，分支电路PFT1A管脚S1CT和通过EMI滤波电容C1连接到地节点LL0。输出开关Q1的漏级被连接到二极管D4阳极，分支电路PFT1A管脚P1A和限位分支电路SNBB管脚SNL2。通过增加与回程二极管D4并联的分支电路SNBB(图30B)实现了开关保护。分支电路SNBB提供减少了到Q1的高电压应力，直到回程二极管D4开始导通。变换器的调节的输出电压出现在节点PF+。调节的升压输出PF+连接到以下的节点：分支电路SNBB管脚SNOUT，二极管D4阴极，电容C417，分支电路FS1管脚PF+，分支电路SS1管脚PF+，和二极管D460-462阴极。分支电路PFT1A的磁性元件绕组节点S1H被连接到CP1管脚CT1A和分支电路PFB的管脚PFVC。分支电路PFT1A的磁性元件绕组节点S1L被连接到CP1管脚CT2A。分支电路PFB使用AC线路的相位和负载电压产生命令脉冲PFCLK。分支电路PFB(图24)的管脚PFCLK被连接到分支电路AMP1(图29)的缓冲放大器管脚GA1的输入端。分支电路AMP的缓冲的高速门极驱动输出管脚GA2被连接到主开关Q1的门极。由AMP提供的缓冲缩短了开关Q1“ON”和“OFF”时间，大大减少了开关损耗。Q1的源极被连接到电流检测电阻R26，分支电路PFB的管脚PFSC，然后连接到返回节点BR-。在R26两端的电压被反馈到PFB管脚PFSC。该信号被用于在过电流故障时保护该开关。热开关THS1被热连接到Q1。若Q1到达大约105℃，则THS1打开，将功率转移到分支电路AMP，安全地关断升压工作。在开关温度降低20-30℃关闭THS1之后，恢复正常工作。分支电路反馈网络FBD(图40D)管脚PF1被连接到分支电路PFB管脚PF1。分支电路反馈网络FB2(图41A)管脚PF2被连接到分支电路PFB管脚PF2。该反馈是非隔离的；选择网络值使得在PF+有相对于BR-实质上恒定的385伏输出。高-电压半正矢从整流器部分管脚B+被连接到分支电路PFB管脚BR+。半正矢和内部的乘法器由PFB使用，使得变换器ACDCPF对于AC线路表现出阻性。该变换器的调节的高电压的输出可以被用于与一个或更多的的外部变换器并联使用。变换器ACDCPF1的独特特性是自动负载分担特性。当信号VCC作为负载的函数变化时，如图26B所示，连接在节点VCC和PF1之间的负载校准电阻随着负载/升压增加而调低输出电压。该独特功能使得单元可以并联工作，而没有通常的主副连接。以这种方式，轻负载的变换器将增加其输出电压从而接受更多的负载。同样，重负载的变换器将减少电压，自动地将负载卸给并联的变换器。以这种方式，任何数量的变换器可以并联连接，以用于高功率或过剩的应用场合。在现有技术的主/副结构中，主单元的缺损是灾难性的。在本发明中，一个单元的故障或去掉将使其它的单元承担起另外的负载。NSME分支电路PPT1A1以高功率水平和非常小的波形因数提供有效的升压功能。涌入限制器分支电路SS1允许以最小的系统扰动进行“热交换”(hotswapping)。独特的磁体特性允许在常用技术的变换器所不可能的温度范围全功率工作，提供了高功率因数，瞬态保护，低涌入电流，优异的调节，从故障状态的自动恢复和在极端温度下安静有效的工作。
图5是比较在饱和和非饱和磁性元件中的典型电流的图。由于在NSME中电感不在高温和大电流时显著改变，由于在饱和磁体中普遍的电感快速的减小而引起的大的电流尖峰没有看到。结果是，在NSME中，毁灭性的电流值，过分的空隙泄漏(gap leakage)，磁化损耗，和磁性元件发热被避免。
图6是非隔离的低端(low side)开关降压(buck)变换器分支电路NILBK的示意图。分支电路NILBK包括电阻R20，二极管D6，电容C6，FET晶体管Q111，分支电路CP(图26)，分支电路PFT1A(图18A)，分支电路IFB(图40B)，分支电路AMP(图29)和分支电路PWFM(图33)。 图6 表 元件 值/部件号码 R20 100k欧姆 R20 STA1206 DI Q111 IRFP460 C6 10uf
外部电源VBAT连接到管脚DCIN+和DCIN-。从DCIN+通过电阻R20连接到分支电路CP管脚CP+，分支电路AMP管脚GA+和分支电路PWFM管脚PWFM+。在调节器分支电路CP到达其全额18伏输出之前，电阻R20提供启动功率到变换器。VBAT负极被连接到管脚DCIN-，连接到分支电路PWFM管脚PWFM0，分支电路AMP管脚GA0，Q111源极，分支电路IFB管脚FBE，分支电路CP管脚CT0，和分支电路PFT1管脚S1CT。分支电路PFT1A的磁性元件绕组节点S1H被连接到CP管脚CT1A。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S1CT被连接到CP管脚CT0。分支电路PFT1A的磁性元件绕组节点S1H被连接到CP管脚CT2A。调节的18伏电压从分支电路CP+被连接到R20，分支电路AMP管脚GA+和分支电路PWFM管脚PWFM+。分支电路PWFM被设计为可变脉宽工作。PWFM被构造为最大脉宽90-95％，没有反馈电流来自分支电路IFB管脚FBC。增加反馈电流减少了脉宽和变换器NILBK的输出电压。分支电路PWFM时钟/PWM输出管脚CLK被连接到缓冲分支电路AMP的输入管脚GA1。分支电路AMP管脚GA2的输出被连接到Q111的门极。输入节点DCIN+连接到回程二极管D6的阴极，分支电路IFB管脚OUT+，电阻RLOAD，电容C6和管脚B+。Q111的漏级被连接到分支电路PFT1管脚P1B和D6的阳极。分支电路PFT1A的管脚P1A被连接到电容C6，RLOAD，分支电路IFB管脚OUT-和节点B-。若分支电路PWFM管脚CLK为高，则缓冲AMP输出管脚GA2充电晶体管开关Q111的门极。开关Q111从电源VBAT通过NSME PFT1A导通充电电容C10，在PFT1A中存储能量。反馈输出管脚FBC从分支电路IFB被连接到分支电路PWFM脉宽调节管脚PW1。分支电路IFB从PW1减少电流，命令PWFM以减少信号CLK的脉宽或导通时间。在分支电路PWFM到达所命令的脉宽后，PWFM使输出管脚CLK为低，“截止”Q111，停止电流进入PFT1A。没有传送到调节器分支电路CP负载的能量被从NSME PFT1A释放到现在正向偏置的二极管D6，充电电容C6。通过调制开关Q111的“导通”时间，变换器降压电压被调节。被调节的电压被加在节点B-和B+之间。分支电路IFB提供隔离的反馈电压到分支电路PWFM。当分支电路IFB检测到变换器输出(节点B+和B-之间)在所设计的电压时，REF的电流被从PM1减少。从PM1下降的电流命令PWFM缩短脉宽，从而减少变换器输出电压。若IFB的反馈信号命令PWFM到最小输出，开关Q111的门极驱动被除去，停止所有降压活动，电容C6通过RLOAD放电。来自VBAT的输入电流是正弦波，使得变换器非常安静。另外，开关Q111不受大的回程电压的影响。较小的应力被施加到开关，从而增加了MTBF。在该变换器的拓扑结构中，分支电路NILBK利用了NSME的期望的特性。调节在分支电路IFB中的NSME 100(图18A)初级线圈电感和部件值，确定了输出降压电压。
图8是槽路连接的单级变换器分支电路TCTP的示意图。分支电路TCTP包括电阻R20和RLOAD，电容C10，达林顿晶体管Q10和Q20，分支电路CP(图26)，分支电路PFT1(图18)，分支电路OUTB(图25A)，分支电路IFB(图40B)和分支电路PWFM(图33)。 图8 表 元件 值/部件号码 R20 5k欧姆 Q10 TST541 Q20 IRFP460 C10 1.8uf
外部电源VBAT连接到管脚DCIN+和DCIN-。从DCIN+连接到Q10集电极然后通过电阻R20连接到分支电路CP管脚CP+和分支电路PWFM管脚PWFM+。在调节器分支电路CP到达其全额18伏输出之前，电阻R20提供启动功率到变换器。VBAT负极被连接到管脚DCIN-地/返回节点GND。节点GND连接到分支电路PWFM0管脚PWFM0，Q20集电极，C10，分支电路CP管脚CT0和分支电路PFT1管脚S1CT。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S1H被连接到CP CT1A。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S1L被连接到CP CT2A。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S1CT被连接到CP管脚CT0。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S2H被连接到CP管脚CT2A。调节的18伏电压从分支电路CP+被连接到R20和分支电路PWFM管脚PWFM+。分支电路PWFM被设计为恒定50％导通比的可变频率发生器。分支电路PWFM时钟输出管脚CLK被连接到Q10和Q20的基极。Q10和Q20的发射极被连接到分支电路PFT1管脚P1B。这形成了发射极跟随结构。分支电路PFT1的管脚P1A通过槽路电容C10被连接到节点GND。若PWFM CLK管脚为高，则前向偏置的晶体管Q10从BAT1提供了电流到槽路，通过NSMEPFT1充电电容C10和传送能量到PFT1。分支电路PWFM开关CLK为低则关断Q10，截止进入PFT1的电流。没有传送到负载的能量被从NSME PFT1释放到现在前向偏置的PNP晶体管Q20，再回到电容C10。从而任何没有被次级线圈侧负载使用的能量被传送到初级线圈侧槽路，以便在下一个周期使用。当开关发生在谐振频率时，大的循环电流在槽路中产生。C10也被充电和放电到非常大的电压。图35中的示波图是VBAT等于18伏时，在电容C10上的实际电压。在NSME PFT1节点P1A和P1A之间的峰-峰电压是非常大的229伏。大的初级线圈侧电压在NSME PFT1中产生大的偏置，以便被绕组102和103(图18)所磁通收获(flux harvested)和传送到负载或整流器分支电路OUTB。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S2L被连接到OUTB C8b。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S2H被连接到分支电路OUTB的C7B的节点OUT-。节点OUT-被连接到RLOAD，管脚B-和分支电路IFB管脚OUT-。整流的功率被传送到OUTB的管脚OUT+和被连接到RLOAD，管脚B+和分支电路IFB管脚OUT+。分支电路IFB提供隔离的反馈信号到分支电路PWFM。分支电路PWFM的频率控制管脚FM1被连接到分支电路IFB管脚FBE。分支电路PWFM的内部的参考管脚REF被连接到分支电路IFB管脚FBC。PWFM被设计为工作在槽路的谐振频率。当分支电路IFB检测到变换器输出在所设计的电压时，电流从REF被注入FM1。注入电流到FM1则命令PWFM到更低频率。工作在谐振之下减少了加到初级线圈侧槽路的能量，从而减少变换器输出电压。若来自IFB的反馈信号命令PWFM到0-Hz，则所有初级线圈侧活动停止。来自VBAT的输入电流是正弦波，使得变换器非常安静。另外，开关Q10和Q20从不受大的循环电压(图35)的影响。较小的应力被施加到开关，从而增加了MTBF。在该变换器的拓扑结构中，分支电路TCTP利用了NSME的期望的特性。调节次级线圈侧匝数，使得TCTP能够产生非常大的AC或DC输出电压以及低电压高电流输出。
图9是非隔离的低端开关升压变换器分支电路NILSBST的示意图。分支电路NILSBST包括电阻R20和RLOAD，二极管D6，电容C6，FET晶体管Q111，分支电路CP(图26)，分支电路PFT1A(图18A)，分支电路FBI(图41)，分支电路AMP(图29)和分支电路PWFM(图33)。 图9 表 元件 值/部件号码 R20 100k欧姆 Q111 IRFP460 D6 STA1206 DI C6 200uf
外部电源VBAT连接到管脚DCIN+和DCIN-。从DCIN+电阻R20连接到分支电路CP管脚CP+，分支电路AMP管脚GA+和分支电路PWFM管脚PWFM+。在调节器分支电路CP到达其全额18伏输出之前，电阻R20提供启动功率到变换器。VBAT负极被连接到管脚DCIN-和地返回节点GND。节点GND连接到分支电路PWFM管脚PWFM0，分支电路AMP管脚GA0，Q111源极，分支电路FBA管脚BR-，分支电路FBA管脚FBA，分支电路CP管脚CT0，电容C6，电阻RLOAD，晶体管Q111源极，和分支电路PFT1管脚S1CT。分支电路PFT1A的磁性元件绕组节点S1H被连接到CP管脚CT1A。分支电路PFT1的磁性元件绕组节点S1CT被连接到CP管脚CT0。分支电路PFT1A的磁性元件绕组节点S2H被连接到CP管脚CT2A。调节的18伏电压从分支电路CP+被连接到R20，分支电路AMP管脚GA+和分支电路PWFM管脚PWFM+。分支电路PWFM被设计为可变脉宽工作。PWFM被构造为最大脉宽90-95％(最大升压电压)，没有来自分支电路FBI的反馈电流。增加反馈电流减少了脉宽，减少了升压电压和减少了从变换器NILSBST的输出。分支电路PWFM时钟/PWM输出管脚CLK被连接到缓冲分支电路AMP的输入管脚GA1。分支电路AMP管脚GA2的输出被连接到Q111的门极。输入节点DCIN+连接到NSME PFT1A管脚P1A。Q11的漏级被连接到分支电路PFT1A管脚P1B和D6的阳极。二极管D6的阴极被连接到分支电路FBA管脚PF+，电阻RLOAD，C6和管脚BK+。若分支电路PWFM管脚CLK为高，则缓冲AMP输出管脚GA2充电晶体管开关Q111的门极。开关Q111导通，反向偏置二极管D6，电容C10停止通过NSME PFT1A从电源VBAT充电。在Q111导通的时间中，能量被存储在NSME分支电路PFT1A中。分支电路FBI的反馈输出管脚FBC被连接到分支电路PWFM脉宽调节管脚PW1。分支电路FBI从PW1转移电流，命令PWFM以减少信号CLK的脉宽或导通时间。在分支电路PWFM到达所命令的脉宽后，PFFM使CLK为低，“截止”Q111，停止电流进入PFT1A。没有传送到调节器分支电路CP负载的能量被从NSME PFT1A释放到现在正向偏置的二极管D6，充电电容C6。通过调制开关Q111的“导通”时间，变换器升压电压被调节。被调节的电压被加在节点B-和B+之间。分支电路IFB提供反馈电流到分支电路PWFM。当分支电路IFB检测到变换器输出(节点B+和B-之间)在所设计的电压时，电流被从PM1转移。从PM1下降的电流命令PWFM缩短脉宽，从而减少变换器输出电压。若IFB的反馈信号命令PWFM到最小输出，开关Q111的门极驱动被除去，停止所有升压活动，电容C6充电到VBAT。来自VBAT的输入电流是正弦波，使得变换器非常安静。另外，开关Q111不受大的回程电压的影响。较小的应力被施加到开关，从而增加了MTBF。在该变换器的拓扑结构中，分支电路NILBK利用了NSME的期望的特性。调节在分支电路IFB中的NSME 100(图18A)初级线圈电感和部件值，确定了输出升压电压。
图10是两级隔离的DC-DC升压控制的推挽变换器BSTPP的示意图。分支电路BSTPP包括二极管D14，电容C14，FET晶体管Q14，分支电路REG(图36)，分支电路BL1(图18B)，分支电路IFB(图40B)，分支电路AMP(图29)，分支电路DCAC1，和分支电路PWFM(图33)。外部电源VBAT连接到管脚DCIN+和DCIN-。 图10 表 元件 值/部件号码 Q31 IRFP460 D14 STA1206 DI C14 10uf
管脚DCIN+连接到分支电路REG管脚RIN+和分支电路BL1管脚P1A。电压调节器分支电路输出管脚+18V连接到分支电路AMP管脚GA+和分支电路PWFM管脚PWFM+。分支电路REG提供调节的低电压功率到控制器和主开关缓冲器。VBAT负极被连接到管脚DCIN-和地返回节点GND。节点GND连接到分支电路PWFM管脚PWFM0，分支电路AMP管脚GA0，Q14源极，电容C14，分支电路IFB管脚FBE，分支电路REG管脚REG0，分支电路DCAC1管脚DC-。分支电路PWFM(图33)被设计为可变脉宽工作。额定频率在20-600Khz之间，PWFM被构造为最大脉宽90％(最大升压电压)，没有来自分支电路FBI的反馈电流。增加反馈电流减少了脉宽，减少了升压电压和减少了从变换器BSTPP的输出。分支电路PWFM时钟/PWM输出管脚CLK被连接到缓冲分支电路AMP(图29)的输入管脚GA1。开关加速(speed up)缓冲分支电路AMP管脚GA2的输出被连接到Q14的门极。输入节点DCIN+连接到NSME BL1管脚P1A。Q14的漏级被连接到分支电路BL1管脚P1B和D14的阳极。回程二极管D14的阴极被连接到分支电路DCAC1管脚DC+和C14。若分支电路PWFM管脚CLK为高，则缓冲AMP输出管脚GA2充电晶体管开关Q14的门极。开关Q14导通，反向偏置二极管二极管D14电容，C14停止通过NSME BL1从电源VBAT充电。在Q14导通的时间中，能量被存储在NSME分支电路BL1中。分支电路IFB的反馈输出管脚FBC被连接到分支电路PWFM脉宽调节管脚PW1。分支电路FBI从PW1转移电流，命令PWFM以减少信号CLK的脉宽或导通时间。在分支电路PWFM到达所命令的脉宽后，PFFM使CLK为低，“截止”Q14，停止电流进入BL1。能量被从NSME BL1释放到现在正向偏置的回程二极管D14，充电电容C14。通过调制开关Q14的“导通”时间，变换器升压电压被调节。被调节的电压被加在C14之间。节点DC+和GND被提供到隔离的恒定频率推挽DC-AC变换器分支电路DCAC1(图2)。分支电路DCAC1提供调节的升压电压到由磁性元件-绕组比所确定更高的或更低的电压的有效的变换。推挽输出磁体的中间抽头被连接到分支电路OUTB管脚OUT-，RLOAD，分支电路IFB管脚OUT-和管脚OUT-，形成负载和反馈网络的返回线路。分支电路DCAC1管脚ACH的输出被连接到分支电路OUTB管脚C7b。分支电路DCAC1管脚ACL的输出被连接到分支电路OUTB管脚C8b。分支电路OUTB提供由分支电路DCAC1产生的AC功率的整流。由于非饱和磁体变换器具有低的输出波动，OUTB只需要最小的滤波。这进一步减少了成本和提高了效率，由于滤波部件的损耗被最小化。分支电路IFB提供隔离的反馈电流到分支电路PWFM。当分支电路IFB检测到变换器输出(节点OUT+和OUT-之间)大于设计的/期望的电压时，电流被从节点PM1转移。从PM1下降的电流命令PWFM缩短脉宽，从而降低了变换器输出电压。若IFB的反馈信号命令PWFM到最小输出，开关Q14的门极驱动被除去，停止所有升压活动，电容C14充电到VBAT。由于非饱和不会使毁灭性的噪声电流饱和，现有技术中常见的电流“尖峰”不见了。从VBAT输入以充电C14的电流是正弦波，使得变换器非常安静。另外，开关Q14不受潜在的毁灭性的电流尖峰的影响。较小的应力被施加到开关，从而增加了MTBF。分支电路BSTPP利用了NSME的期望的特性。调节NSME BL1(图18B)设定了可用于最后的推挽隔离级的升压电压量。以更高的电压实现了更大的效率。最后的输出电压由推挽元件PPT1(图19)的反馈设定点和匝数比来设定。
图11是现有技术典型磁性元件材料的作为温度的函数的磁导率的图。在图11中的高磁导率材料在100℃的范围内表现出几乎100％的大的磁导率变化，相比之下，在图17中的材料只有小于5％的变化。现有技术的材料在高温下的磁导率增加，增加了磁通密度，导致恒定功率等级的铁芯饱和。(见图12)因而现有技术的铁芯必须减载运行(derate)至少100％，以便工作在更宽的温度范围。本发明利用了NSME的期望的特性，取消了对磁性元件减载运行的要求。由于磁性元件在高温下执行得更好，而温度现在是由熔化导线绝缘所限制的。
图12是现有技术典型磁性元件材料的作为温度的函数的磁通密度的图。最大磁通密度随着温度的减少，对饱和磁性元件的现有技术材料是典型的。因而现有技术铁芯通常减载运行至少100％，以便工作在更宽的温度范围，导致了更大的更昂贵的设计，和/或对冷却铁芯的需要。
图12A是现有技术典型磁性元件材料对于各种磁通密度和工作频率的磁性元件损耗的图。
图13是示出标准开关损耗的图。阴影区域表示开关处于阻性状态的时间。阴影区域正比于每次输出开关工作时的能量损失量。总的功率损失是每次开关乘以开关频率的积。
图14是示出本发明的开关损耗的图。阴影区域表示开关处于阻性状态的时间。阴影区域较小是由于在图29中的缓冲器和在图30中的限位隔离二极管D805的作用。通常，NSME具有更宽的可用频带，可以被更高的初级线圈侧电压磁化。对于给定的功率等级，更高的工作电压具有成比例的更小的电流，从而成比例地降低了损耗。开关损耗更象是I2R损耗。大多数开关损耗发生在“接通”和“关断”变换的过程中；所公开的NSME变换器的更低的开关频率和更快的变换时间特性成比例地减少了总的开关损耗。另外，NSME的特性允许工作在极端的温度条件，超出了标准现有技术磁体的承受力和它们的几何条件。上述特性的结合作用带来了需要很少或根本不需要强迫空冷的变换器(见图15，16，和17)。
图15是Kool Mu材料的NSME的磁化曲线图。本发明利用了NSME的可用的饱和范围。
图15A是H材料的磁化曲线的图。
图16是Kool Mu NSME对于各种磁通密度和工作频率的损耗的图。从这些数据可以看出，对于单位损耗，具有比现有技术高得多的磁通密度。
图17是几种Kool Mu材料的磁导率与温度关系的图。该数据表明了磁特性对于温度变化的有用性和稳定性。
图18是非饱和磁体升压元件PFT1的示意图表示。分支电路PFT1包括在NSME 101上的初级线圈绕组100，NSME 101具有两个中间抽头的绕组102和103。 图18 表 元件 值/部件号码 100 55匝203uh 101 2×77932-A7 102 14匝 102 14匝
初级线圈绕组100具有节点P1B和P1A，以连接到外部AC电源。次级线圈102绕组具有中间抽头的节点S1CT和节点S1H和S1L，分别连接到上面和下面的半部(halves)。次级线圈103绕组具有中间抽头的节点S2CT和节点S2H和S2L，分别连接到上面和下面的半部。102和103都被连接到外部全波整流器部件。磁性元件101包括非饱和，低磁导率磁性材料。与范围是从1500u到5000u的现有技术相比，其磁导率大约26u，范围是1u到550u。当在升压变换器中使用NSME时，回程管理是重要的，因为在回程(输出)二极管的反向恢复时间磁性元件在初级线圈开关上产生高的漏源电压。对于给定的输入磁化力，相对于现有技术，NSME的回程电流的每个周期的幅值是较大的。(见图5)例如，Kool Mu铁氧体(torroids)(来自磁体的材料)适于该应用场合。指明该材料并非用以限制的目的。该材料按重量包括：85％铁，6％铝，和9％硅。另外，该磁性元件可以是空气，(磁导率＝1)；钼坡莫合金粉末，(MPP)高磁通MPP，粉末，有空隙铁氧体，带绕(tape wound)，冲切的(cut)磁性元件，叠片的或无定形的磁性元件。不象现有技术，NSME是耐温的，由于在极端热的工作条件，随着时间的过去，磁导率和饱和性的关键参数实质上不受影响。一些材料，比如空气，也对时间，温度，和条件表现出磁导率或饱和等级很小的变化或没有变化。现有技术通常使用大于2000u磁导率的高磁导率饱和材料。这些磁体在工作在额定输出或接近额定输出时，表现出不期望的磁导率和饱和变化，使得工作在高功率等级和温度变得困难。见磁导率与温度的关系图11。该一弱点可以通过昂贵的大块磁性元件的使用或与多个电源共用输出电流来克服(见图bsat与温度的关系图12)。本发明利用了NSME的期望的特性。见磁导率与温度的关系图17。现有技术的饱和磁性元件通常工作在大于500kHz的频率以实现更大的功率等级。结果是，在高频时，专业人员经历指数增大的铁芯损耗(见图12A)。NSME支持工作在更低的频率20-600kHz，进一步减少了开关损耗和磁性元件损耗，允许工作在更高的温度。见损耗密度与磁通密度的关系(图16)。不象现有技术，本发明使用具有过流关断的电压模式控制。材料选择也是基于质量和效率。通过增加磁性元件的质量，更多的能量被更有效地耦合。由于减少了损耗，损耗大致是I2R/铜损耗。磁性元件工作在0％+到90％的导通比，当用于控制初级线圈侧推挽电压时，其导致了大约90％的效率。
图18A是NSME的PFT1A分支电路的示意图表示。变压器PFT1A包括在NSME 101上的初级线圈绕组100，NSME 101具有中间抽头的绕组102。 图18A 表 元件 值/部件号码 100 55匝230uh 101 2×77932-A7 102 14匝
初级线圈绕组100具有节点P1B和P1A，以连接到外部AC电源。次级线圈102绕组具有中间抽头的节点S1CT和节点S1H和S1L，分别连接到上面和下面的半部。绕组102通常被连接到外部全波整流器部件。磁性元件101包括非饱和低磁导率磁性材料。与范围是从1500u到5000u的现有技术相比，其磁导率大约26u，范围是1u到550u。当使用该磁性元件时，回程管理是重要的，因为在回程(输出)二极管的反向恢复时间磁性元件在初级线圈开关上产生高的漏源电压。在初级线圈侧开关打开后，在更长的周期内有回程电流(见图5)。例如，Kool Mu(来自磁体的材料)适于该应用场合。指明该材料并非用以限制的目的。该材料按重量包括：85％铁，6％铝，和9％硅。另外，该磁性元件可以是空气，(空气磁导率＝1)；钼坡莫合金粉末，(MPP)磁性元件，高磁通MPP磁性元件，粉末磁性元件，有空隙铁氧体磁性元件，带绕磁性元件，冲切的磁性元件，叠片的磁性元件或无定形的磁性元件。在工作中，NSME的温度升高，磁导率慢慢降低，从而提高饱和点。一些材料，比如空气，也对时间，温度，和条件表现出磁导率或饱和等级很小的变化或没有变化。不象使用大于2000u的高磁导率材料的现有技术，磁导率在高温时快速增加。见磁导率与温度的关系(图11)。现有技术也受制于在高温时磁性元件饱和度的减少，使得工作在高功率等级和温度变得困难和可能需要使用昂贵的大块磁性元件。见图bsat与温度的关系(图12)。本发明利用了NSME的期望特性。见磁导率与温度的关系(图17)。工作在更低频率20-600kHz，减少了开关损耗和磁性元件损耗，允许工作在更高的温度。见损耗密度与磁通密度的关系图16。不象现有技术，本发明使用具有过流关断的电压模式控制。材料选择也是基于质量和效率。通过增加磁性元件的质量，更多的能量被更有效地耦合。由于减少了损耗，损耗大致是I2R/铜损耗。磁性元件工作在0％+到90％的导通比，当用于控制初级线圈侧推挽电压时，其导致了大约90％的效率。
图18B是NSME的BL1的示意图表示。分支电路BL1包括在NSME 101上的初级线圈绕组100。 图18 表 元件 值/部件号码 107 40匝50uh 101 2×77932-A7
磁性元件BL1也可以由一个或多个串联或并联的磁性元件来构成。假定最小的互感，则总电感是单个电感的算术和。对于并联的元件(假定最小的互感)，则总电感是单个电感的倒数的算术和的倒数。以这种方式，多个磁性元件可以是排列以满足包装、制造和功率要求。初级线圈绕组100具有节点P2B和P2A，以连接到外部AC电源。磁性元件101包括非饱和，低磁导率磁性材料。与范围是从1500u到5000u的现有技术相比，其磁导率大约26u，范围是1u到550u。当使用该磁性元件时，回程管理是重要的，因为在回程(输出)二极管的反向恢复时间磁性元件在初级线圈开关上产生高的漏源电压。在初级线圈侧开关打开后，在更长的周期内有回程电流。(见图5)例如，KoolMu(来自磁体的材料)适于该应用场合。指明该材料并非用以限制的目的。该材料按重量包括：85％铁，6％铝，和9％硅。另外，该磁性元件可以是空气，(空气磁导率＝1)；钼坡莫合金粉末，(MPP)磁性元件，高磁通MPP磁性元件，粉末磁性元件，有空隙铁氧体磁性元件，带绕磁性元件，冲切的磁性元件，叠片的磁性元件或无定形的磁性元件。在工作中，磁性元件的温度升高，磁导率慢慢降低，从而提高饱和点。一些材料，比如空气，也对时间，温度，和条件表现出磁导率或饱和等级很小的变化或没有变化。不象使用大于2000u的高磁导率材料的现有技术，磁导率在高温时快速增加。见磁导率与温度的关系(图11)。现有技术也受制于在高温时磁性元件饱和度的减少，使得工作在高功率等级和温度变得困难和可能需要使用昂贵的大块磁性元件。见图bsat与温度的关系(图12)。本发明利用了NSME期望的特性。见磁导率与温度的关系(图17)。现有技术经常工作在高开关频率100-1000kHz以避免饱和问题。仅是增加了开关和铁芯损耗(见图12A)。本发明使用期望的NSME特性，允许工作在更低频率20-600kHz，进一步减少了开关损耗和磁性元件损耗。见损耗密度与磁通密度的关系图16。不象现有技术，本发明使用具有过流关断的电压模式控制。材料选择也是基于质量和效率。通过增加磁性元件的质量，更多的能量被更有效地耦合。由于减少了损耗，损耗大致是I2R/铜损耗。
图18C是分布式NSME PFT1D的示意图表示。该图被示出以示例分布式磁体，其能够实现有利的高电压变换器设计，其支持波形因数灵活性和从在多个NSME上串联的分压的初级线圈绕组的多个并联的次级线圈输出。该磁体策略在解决导线绝缘，波形因数和封装限，电路复杂性和可制造性中的问题是有用的。在该例中，500W变换器需要适应很小的封装。分支电路PFTD1包括三个磁性元件120，121和124，与串联连接的初级线圈。 图18C 表 元件 值/部件号码 113 77352-A7 122 23匝 123 23匝 112 67uh(55匝) 114 77352-A7 116 67uh(55匝) 117 77352-A7 118 67uh(55匝)
AC电压被施加到112管脚P1B，然后从P1C通过导体115到116管脚P1D。绕组116管脚P1E通过导体119被连接到118管脚P1F，然后到管脚P1A。最初的分支电路PFT1(图18)包括在NSME 101上的初级线圈绕组100，NSME 101具有两个中间抽头的绕组122和123。举例来说，分支电路PFT1D将作为三个磁性元件来实现。对于500瓦的情况，在绕组100中需要203uH的总电感(图18)。按元件的数目分配初级线圈侧电感，在该情况下，需要三个元件112，116和118具有67uH的电感。能量存储平均地分布在磁体部件120，121和124中。在图1中的500瓦变换器采用两个(Kool Mu部件号码77932-A7)0.9盎司(25克)NSME以形成101(图18)。分支电路PFT1磁性元件101(图18)可以表达为三个0.5-0.7盎司(14-19克)元件。三个0.5盎司Kool Mu元件(部件号码77352-A7)被选择。为了实现67uH的初级线圈侧电感元件，112，116和118需要55匝。初级线圈电路具有节点P1B和P1A，以连接到外部AC电源。次级线圈102绕组具有中间抽头的节点S1CT和节点S1H和S1L，分别连接到上面和下面的半部。次级线圈123绕组具有中间抽头的节点S2CT和节点S2H和S2L，分别连接到上面和下面的半部。122和123都被连接到外部全波整流器部件。磁性元件120，121和124包括非饱和，低磁导率磁性材料。与大约2500u的现有技术相比，其磁导率大约26u，范围是1u到550u。当使用该磁性元件时，回程管理是重要的，因为在回程(输出)二极管的反向恢复时间磁性元件在初级线圈开关上产生高的漏源电压。在初级线圈侧开关打开后，在更长的周期内有回程电流。(见图5)例如，Kool Mu(来自磁体的材料)适于该应用场合。指明该材料并非用以限制的目的。该材料按重量包括：85％铁，6％铝，和9％硅。另外，该磁性元件可以是空气，(空气磁导率＝1)；钼坡莫合金粉末，(MPP)磁性元件，高磁通MPP磁性元件，粉末磁性元件，有空隙铁氧体磁性元件，带绕磁性元件，冲切的磁性元件，叠片的磁性元件或无定形的磁性元件。在工作中，NSME的温度升高，磁导率慢慢降低，从而提高饱和点。一些材料，比如空气，也对时间，温度，和条件表现出磁导率或饱和等级很小的变化或没有变化。不象使用大于2000u的高磁导率材料的现有技术，磁导率在高温时快速增加。见磁导率与温度的关系图11。现有技术也受制于在高温时磁性元件饱和度的减少，使得工作在高功率等级和温度变得困难和可能需要使用昂贵的大块磁性元件。(见图bsat与温度的关系图12)。本发明利用了NSME期望的特性。见磁导率与温度的关系(图17)。现有技术的饱和磁性元件通常工作在大于500kHz的频率，以实现更大的功率等级。结果是，在高频时，专业人员经历指数增大的铁芯损耗(见图12A)。NSME支持工作在更低的频率20-600kHz，进一步减少了开关损耗和磁性元件损耗，允许工作在更高的温度。见损耗密度与磁通密度的关系(图16)。不象现有技术，本发明使用具有过流关断的电压模式控制。材料选择也是基于质量和效率。通过增加磁性元件的质量，更多的能量被更有效地耦合。由于减少了损耗，损耗大致是I2R/铜损耗。磁性元件工作在0％+到90％的导通比，当用于控制初级线圈侧推挽电压时，其导致了大约90％的效率。
图19是非饱和推挽磁性元件分支电路PPT1的示意图表示。
分支电路PPT1包括在NSME106上的初级线圈绕组104，NSME106具有一个次级线圈侧中间抽头的绕组105。 图19 表 元件 值/部件号码 106 77259-A7 105 10匝 104 70匝
初级线圈绕组104具有节点P2H和P2L，以连接到外部AC电源；和公共中间抽头节点P2CT。次级线圈绕组105具有中间抽头的节点SCT和节点SH和SL，分别连接到上面和下面的半部。本发明不限于单个输出。可以增加更多的次级线圈绕组，用于另外的输出。次级线圈105被连接到外部全波整流器部件(例如，图25或26)。磁性元件106包括非饱和，低磁导率磁性材料。与大约2500u的现有技术相比，其磁导率大约26u，范围是1u到550u。当使用该磁性元件时，回程管理是重要的，因为在回程(输出)二极管的反向恢复时间磁性元件在初级线圈开关上产生高的漏源电压。在较长的周期内有下降的回程电流。(见图5)例如，Kool Mu(来自磁体的材料)适于该应用场合。指明该材料并非用以限制的目的。该材料按重量包括：85％铁，6％铝，和9％硅。另外，该磁性元件可以是空气(包括空气磁性元件)；钼坡莫合金粉末(MPP)磁性元件，高磁通MPP磁性元件，粉末磁性元件，有空隙铁氧体磁性元件，带绕磁性元件，冲切的磁性元件，叠片的磁性元件或无定形的磁性元件。在工作中，NSME的温度升高，磁导率慢慢降低，从而提高饱和点。不象使用大于2000u的高磁导率材料的现有技术，磁导率在高温时快速增加。见磁导率与温度的关系(图11)。现有技术也受制于在高温时磁性元件饱和度的减少，使得工作在高功率等级和温度变得困难和可能需要使用昂贵的大块磁性元件。见图bsat与温度的关系(图12)。本发明利用了NSME期望的特性。见磁导率与温度的关系(图17)。工作在更低频率20-600kHz，减少了开关损耗和磁性元件损耗，允许工作在更高的温度。见损耗密度与磁通密度的关系图16。不象现有技术，本发明使用具有过流关断的电压模式控制。材料选择也是基于质量和效率。通过增加磁性元件的质量，更多的能量被更有效地耦合。由于减少了损耗，损耗大致是I2R/铜损耗。磁性元件初级线圈以推挽方式按48-49％的导通比被驱动导致了磁性元件体积的有效的使用。
图19A是非饱和推挽磁性元件分支电路PPT1的示意图表示。分支电路PPT1包括在NSME136上的中间抽头的初级线圈绕组134，NSME101具有一个中间抽头的次级线圈绕组135。 图19A 表 元件 值/部件号码 136 77259-A7 135 10匝 134 70匝
初级线圈绕组134具有节点P2H和P2L，以连接到外部AC电源；和公共中间抽头节点P2CT。次级线圈135绕组具有中间抽头的节点SCT和节点SH和SL，分别连接到上面和下面的半部。本发明不限于单个输出。可以增加更多的次级线圈绕组，用于另外的输出。次级线圈135被连接到外部全波整流器部件，比如OUTA(图25)，OUTB(图25A)和OUTBB(图25B)。磁性元件136包括非饱和，低磁导率磁性材料。与大约2500u的现有技术相比，其磁导率大约26u，范围是1u到550u。当使用该磁性元件时，回程管理是重要的，因为在回程(输出)二极管的反向恢复时间磁性元件在初级线圈开关上产生高的漏源电压。在较长的周期内有下降的回程电流。(见图5)例如，Kool Mu(来自磁体的材料)适于该应用场合。指明该材料并非用以限制的目的。该材料按重量包括：85％铁，6％铝，和9％硅。另外，该磁性元件可以是空气(包括空气磁性元件)；钼坡莫合金粉末(MPP)磁性元件，高磁通MPP磁性元件，粉末磁性元件，有空隙铁氧体磁性元件，带绕磁性元件，冲切的(cut)磁性元件，叠片的磁性元件或无定形的磁性元件。在工作中，NSME的温度升高，磁导率慢慢降低，从而提高饱和点。不象使用大于2000u的高磁导率材料的现有技术，磁导率在高温时快速增加。见磁导率与温度的关系(图11)。现有技术也受制于在高温时磁性元件饱和度的减少，使得工作在高功率等级和温度变得困难和可能需要使用昂贵的大块磁性元件。见图bsat与温度的关系(图12)。本发明利用了NSME期望的特性，见磁导率与温度的关系(图17)。工作在更低频率20-600kHz，减少了开关损耗和磁性元件损耗，允许工作在更高的温度。见损耗密度与磁通密度的关系图16。不象现有技术，本发明使用具有过流关断的电压模式控制。材料选择也是基于质量和效率。通过增加磁性元件的质量，更多的能量被更有效地耦合。由于减少了损耗，损耗大致是I2R/铜损耗。磁性元件初级线圈以推挽方式按48-49％的导通比被驱动，导致了磁性元件体积的有效的使用。
图20是示出本发明的AC线路连接的变换器的滤波和闪电(lightning)输入保护电路的示意图。保护分支电路LL包括火花隙(Spark gap)A1，二极管D20和D21，电容C1和磁性元件L1和L2。 图20 表 元件 值/部件号码 L1 375uH L2 375uH C61 0.01uF C60 0.01uF A1 400V火花隙 C1 0.1uF D20 1000V/25A D21 1000V/25A D22 1000V/25A D23 1000V/25A C2 1.8uf
AC线路被连接到节点LL2。DC到440Hz的公共输入频率可以随着部件的选择而扩展到该范围之外。节点LL2被连接到NSMEL1，然后到节点LL5，火花隙A1，二极管D22的阳极和二极管D20的阴极。滤波电容C60被连接在节点LL0和LL6之间。滤波电容C61被连接在节点LL0和LL5之间。AC线路的低端(low side)被连接到节点LL1，然后到磁性元件L2，L2的另一侧被连接到火花隙A1，二极管D23的阳极和二极管D21的阴极和节点LL6。电容C1被连接到地C1，减弱由变换器产生的噪声。非饱和磁体的使用使得输入磁性元件能够吸收通常由闪电产生的非常大的电压和电流，常常不必引起火花隙A1钳位(clamp)。在UL测试的过程中，六十个16ms的2000V脉冲被施加在LL1和LL2之间，而没有引起火花隙A1动作，没有损失。在正常工作期间，NSMEL1磁通密度为几百高斯。磁通密度与磁化力关系的图(图15)中的75u材料可以接受至少50倍以上的磁通密度，而没有限制。该是磁性元件能够在比现有技术大很多倍的磁通密度下良好运行的能力的例子。元件L1和L2将阻止差分的或共模线路瞬变(transient)。若发生非常大的或长时间的线路对中点(neutral)的瞬变，则火花隙A1将钳位电压到大约400V的安全水平。NSME L1和L2还带来减少由变换器产生的导通噪声的益处。
图20A是示出另一个线路滤波器的示意图。滤波器分支电路LF包括电容C2和C60-66，电感L64和L62，磁性元件L63和二极管D20-D23。 图20A 表 元件 值/部件号码 L64 270 uH 共模 H铁芯 双股 L63 1.0 mH 125u 差模 L62 12 mH 共模 H铁芯 双股 C66 0.01uF C63，C62 0.47 uF C61，C61，C64，C65 2.2nf Y型电容 C20 0.01uF D20 1000V/25A D21 1000V/25A D22 1000V/25A D23 1000V/25A C2 1.5uf
AC线路被连接到节点LL2和LL1。节点LL2通过电感L64的上支路连接到y型电容(y-cap)C64的第一支路，然后到电容C63，然后到双股绕制的电感L62的上支路。节点LL1通过电感L64的下支路连接到y型电容C65的第二支路，然后到电容C63，然后到双股绕制的电感L62的下支路。电容C66被连接在LL2和LL1之间。电感L62的第二上支路连接到y型电容C61的第一支路，然后到电容C62，然后到D22的阳极和D20的阴极。电感L62的第二下支路连接到y型电容C60的第二支路，然后到电容C62，然后到D23的阳极和D21的阴极。Y型电容C60，C61，C64和C65的中间支路被连接到底盘(chassis)，返回LL0。电容C69连接节点BR-到底盘地LLO。二极管D20和D21的阳极连接到节点BR-。二极管D22和D23的阳极连接到与C20并联的MSMEL63和节点BR+。电容C21连接到BR-和与C20并联的L63的另一端，形成节点B+。共模电感L64和L62是在高磁导率铁芯材料H41-406-TC，H42-109-TC上构造的，它们分别由美国Pennsylvania的Butler的Magnetics Inc.制造。该材料是举例来说的，并非用于限制。电容C69被连接到地，减弱了由变换器产生的噪声。本发明利用了在电感L64和L62中使用的铁氧体的高磁导率特性。(见图15A)。在所有四个象限，充分利用了铁芯材料。电感L64和L62在去除共模EMI分量上是有效的。由主开关Q1产生的差模噪声被与C20并联的NSME L63有效地阻止。电感L63工作在第一象限，利用了Kool Mu铁芯材料(由Magnetics Inc.制造)的独特的非饱和特性。该材料允许以大的DC磁化电流工作，而不会饱和。磁通密度与磁化力关系的图(图15)中的125u材料被选择用于该场合。这是举例来说的，而非用于限制。该是磁性元件能够在比现有技术大很多倍的磁通密度下良好运行的能力的例子。与C20并联的NSME L63形成调谐的槽路，有效地阻止了来自AC线路的高频。元件L64和L62将阻止共模线路瞬变。若发生非常大的或长时间的线路对中性点的瞬变，则连接到BR+的分支电路TRN(图46)将瞬变引入到主存储电容C442。本发明在AC侧最佳使用了铁氧体类型的材料和在DC侧使用了期望的NSME，以在低成本下提供了高性能滤波。
图21是示出本发明的AC线路连接的变换器的另一个闪电保护分支电路LLA的示意图。保护电路包括熔断器F1，火花隙A1，电容C1，C60和C61和NSMEL3。 图21 表 元件 值/部件号码 L3 750uH C61 0.01uF C60 0.01uF F1 10A A1 400V火花隙 C1 0.1uF D20 1000V/25A D21 1000V/25A D22 1000V/25A D23 1000V/25A C2 1.8uf
AC线路的高端被连接到节点LL2，熔断器F1，熔断器的负载侧被连接到NSME L3和电容C61。负载侧L3被连接到火花隙A1和二极管D20的阴极和D22的阳极，形成节点LL5。AC线路的低端被连接到节点LL6，电容C60，火花隙A1，和二极管D21的阴极和D23的阳极。二极管D20和D21的阳极被连接到电容C1。电容C1被连接到地。C1减弱了由变换器产生的辐射噪声或EMI。二极管D22和D23的阴极被连接到电容C2。电容C2从线路断开高频谐波电流。电容C1，C61和C60被连接到地节点LL0。非饱和磁体的使用使得输入磁性元件能够吸收通常由闪电在AC线路上产生的非常大的电压和电流。在AC线路上的瞬变将由电容C60和C61所限制和由非饱和磁体L3所阻止。若发生非常大的或长时间的线路对中点的瞬变，则磁性元件L3将使得电压在火花隙A1上升高，火花隙将钳位电压到安全的水平，以保护整流器二极管D20-D23。NSME L3还带来减少由变换器产生的导通噪声的益处。C1连接到地，在减弱导通的和辐射的EMI方面是有效的。
图22是示出本发明AC线路整流器的示意图。整流器分支电路BR1包括二极管D20，D21，D22和D23和电容C2。 图22 表 元件 值/部件号码 D20 1000V/25A D21 1000V/25A D22 1000V/25A D23 1000V/25A C2 1.8uf
AC或DC信号从输入滤波器被连接到桥式整流器，到节点BR1和BR2。节点BR1连接二极管D22阳极到D20阴极。节点BR2连接二极管D23阳极到D21阴极。节点BR+连接二极管D22阴极到D23阴极。节点BR-连接二极管D20阳极到D21阳极。DC到440Hz的公共输入频率可以随着部件的选择而扩展到该范围之外。选择电容C2以提高特定工作频率的功率因数和从线路断开开关电流。选择二极管以可靠地阻止下一变换器级的可能的线路电压和电流要求。
图23是本发明的AC-DC控制器分支电路。分支电路PFA包括电阻R313和R316，电容C308，和C313和PWM控制器IC U1A。 图23 表 元件 值/部件号码 C311 0.1uf C308 .01uf R313 15k欧姆 R316 15k欧姆 C313 4700pf R308 25k欧姆 U1A MIC38C43(Micrel)
控制元件U1A连接到具有以下串联连接的电路：从管脚1到反馈节点/管脚PF1，然后到电容C308，然后到U1A管脚2节点。内部的5.1伏参考点U1A管脚8或节点PFA2通过电阻R308到管脚4节点。U1A管脚4通过电容C313被连接到返回节点BR-。该结构使得PFC输出被用施加到PF1的电压脉宽调制。外部反馈电流施加到U1A管脚1和节点PF1。节点PFVC被连接到电阻R313，到U1A的管脚3。电阻R316被连接到管脚3，然后到返回节点BR-，功率管脚7被连接到节点PFA+。控制元件开关驱动U1A管脚6被连接到节点PFCLK。U1A的返回地节点管脚5被连接到返回节点BR-。若在诸如IPFFB(图40)，FBA(图40A)，IFB(图40B)和FB1(图41)的初级线圈馈送网络中发生部件故障，则升压级的输出电压可能快速地增加到毁灭性的水平。快速过压反馈网络IOVFB(图40C)或OVP2(图42B)增加了进入PF1的电流，从而限制输出电压到安全的水平。另外，也可以使用锁存类型的过压保护网络，比如OVP(图42)，OVP1(图42A)和OVP2(图42B)。锁存类型消耗到控制电路的功率，从而停止升压动作。锁存类型网络需要功率被循环到变换器，以重置锁存器。IFB输入节点PFVC被连接到电阻R313，再到连接到管脚3的内部的过零检测器，和通过R316到返回节点BR-。PFVC被连接到磁性元件绕组参考到BR-。每次磁性元件中的偏置到零时，新的导通周期开始。通过以高频斩波输入，来实现校正的功率因数。对于给定的负载，在高的线路电压，平均脉宽降低，而在低电压时平均脉宽增加。在线路峰值，频率较低，而在过零点附近，频率较高。以这种方式，变换器以高输入功率因数工作。
图24是另一个功率因数控制器分支电路。分支电路PFB包括电阻R313，R339，R314，R315，R328，R340，R341和R346，二极管D308，电容C310，C318，C338，C340，C341和C342，晶体管Q305，和控制元件ICU 1B。 图24 表 元件 值/部件号码 Q305 BCX70KCT R339 432k欧姆 C338 0.22 uf C318 0.22 uf R314 2.2M欧姆 R315 715k欧姆 C341 0.33 uf C342 0.01 uf C340 0.001 uf R328 1M欧姆 R346 7.15k欧姆 D308 10BQ040 R340 449k欧姆 R313 22k欧姆 U1B MC34262(Motorola) R341 499k欧姆
控制元件U1B连接到具有以下串联连接的电路：从管脚1到节点/管脚PF1，到与电阻R339串联的电容C338，然后到U1B的管脚2节点。管脚1是到内部的误差放大器的输入，连接到外部反馈网络(见图40，40A，40B，40C和41)。增加在管脚1上的电压降低了PFCLK节点管脚7的脉宽。电阻R328被连接到全波整流的AC线路半正矢电压，在节点BR+，然后到U1B管脚3，然后到与电容C342并联的电阻R346，到返回节点BR-。节点PFSC连接到串联电阻[R341+R340]，其被连接到U1B管脚4，然后到与电容C340并联的二极管D308，再到返回节点BR-。到PFC控制器的功率被施加到节点PFB+和U1B管脚8。输出时钟节点PFCLK被连接到U1B管脚7，再到外部缓冲分支电路AMP(图29)。晶体管Q305集电极被连接到U1B的管脚2节点。基极通过电阻R314被串联连接到电容C318，然后到U1B的管脚2节点。基极也被连接到[C310‖R315]，然后到返回节点BR-，Q305的发射极被连接到返回节点BR-。晶体管Q305提供软启动补偿斜面(ramp)到控制器误差放大器，减少了变换器中上电时的应力和和DC过调。电容C341被从U1管脚2连接到返回节点BR-。U1B管脚1被连接到管脚PF1，与电阻R339串联的电容C338，再到晶体管Q305集电极和U1管脚2。由PFC功率开关Q1开关的电流(图4和3)由R26检测(见图4)。到U1B管脚4的串联电阻[R340+R341]连接在R26上产生的电压。该电压被与内部的1.5伏参考电压相比较，在启动时发生大电流的时候或在非常高的负载或低线路条件时，比较器输出关断U1B的开关驱动管脚7。电容C340被连接在U1管脚4和返回节点BR-之间，滤波高频分量。肖特基二极管D308连接在U1管脚4和返回节点BR-之间，防止控制器(U1管脚4)衬底的反向电流注入。最大开关电流值由R26设定，在每个周期，过电流被自动地由PFC控制器所限制。在U1B的管脚3的整流的全波半正矢被乘以在管脚2的误差电压。所得的积被与在管脚4的由R26测量的磁性元件/开关电流相比较。当检测的磁性元件电流增加到电流比较器级别时，在管脚7的门极驱动关断。该动作具有跟踪AC线路电压，调制开关Q1“导通”时间的效果。外部反馈网络被连接到节点PF1。若在诸如IPFFB(图40)，FBA(图40A)，IFB(图40B)和FB1(图41)的初级线圈馈送网络中发生部件故障，则升压级的输出电压可能快速地增加到毁灭性的水平。快速过压反馈网络IOVFB(图40C)或OVP2(图42B)增加了进入PF1的电流，从而限制输出电压到安全的水平。另外，也可以使用锁存类型的过压保护网络，比如OVP(图42)，OVP1(图42A)和OVP2(图42B)。锁存类型转移功率到控制电路，从而停止升压动作。锁存类型网络需要功率被循环到变换器，以重置锁存器。调制在PF1的电压改变了PFC的导通比和最后的输出电压。以这种方式，PFC可以被用作到另外的输出级的预调节器。
图25是全波整流输出级和滤波器分支电路OUTA的示意图。整流器级包括二极管D80和D90。滤波器包括电阻R21，磁性元件L30和电容C26，C27，C28，C29，C30，C31和C32。 图25 表 元件 值/部件号码 D80 40CTQ150 D90 40CTQ150 R21 100欧姆 C26 500pf C27 200pf C28 0.1uf C29 10,000uf C30 10,000uf C31 0.1uf C32 200pf L30 10uh
输入节点/管脚C7B被连接到外部中间抽头的磁性元件次级线圈绕组的高端。节点C7B连接到二极管D8的阳极和下面结构的电容C26和C27。电容C27被连接二极管D80的两端，电容C26被串联连接到R21。输入节点/管脚C8B被连接到外部中间抽头的磁性元件次级线圈绕组的低端。管脚C8B被连接到二极管D9的阳极和电阻R21，电容C32被连接二极管D90的两端。电容C27和C32值很小，以分别减少由快速地开关高速整流器D80和D90产生的高频噪声。电容C26和电阻R21被用于进一步耗散高频能量。二极管D80和D90的阳极被连接到并联电容C28‖C29和NSMEL30。电容C28和C31是固体电介质类型，为低阻抗和高频信号而选择。电容C29和C30是更大的极化类型，为在低频时的低阻抗和能量存储而选择。磁性元件L3被连接到二极管D8阴极，L30的第二端被连接到并联电容C31和C30和管脚OUT+。节点OUT+是输出正极，被连接到外部反馈检测线路，到隔离的反馈网络。并联电容[C28‖C29‖C30‖C31]的另一端被连接到管脚OUT-和磁性元件次级线圈绕组的中间抽头，形成返回节点。电容[C28‖C29]，L30和电容[C30‖C31]的组合形成低通∏型滤波器。分支电路OUTA执行有效的全波整流和滤波。
图25A是全波整流输出级的示意图。整流器级包括二极管D80和D90和电容C931和C928。 图25A 表 元件 值/部件号码 D80 40CTQ150 D90 40CTQ150 C928 .01uf C931 10,000uf输入节点/管脚C7B被连接到外部中间抽头的磁性元件次级线圈绕组的高端。节点C7B连接到二极管D80的阳极。输入节点/管脚C8B被连接到外部中间抽头的磁性元件次级线圈绕组的低端，被连接到二极管D90的阳极。节点OUT-是负极输出和到未示出的外部隔离的反馈网络和负载的返回线路。二极管D80和D90的阳极被连接到并联电容C931和C928。电容C928是固体电介质类型，为低阻抗和高频信号而选择。电容C931是更大的极化类型，为在低频时的低阻抗和能量存储而选择。节点OUT+是输出正极，被连接到外部反馈检测线路，到隔离的反馈网络。并联电容C928‖C931的另一端被连接到磁性元件次级线圈绕组的中间抽头，形成节点OUT-。推挽磁性元件的NSME的使用仅需要在整流之后最小的滤波。
图25B是另一个最后的输出整流器和滤波器分支电路OUTB的示意图。整流器分支电路OUTB包括二极管D40，D41，D42和D43和电容C931和C928。 图25B 表 元件 值/部件号码 D40 40CTQ150 D41 40CTQ150 D42 40CTQ150 D43 40CTQ150 C928 .01uf C931 10,000uf
AC或DC信号被连接到节点C7B和C8b。节点C7B连接二极管D41阳极到D40阴极。节点C8b连接二极管D42阳极到D43阴极。节点OUT+连接二极管D42阴极到D43阴极。节点OUT-连接二极管D40阳极到D43阳极。二极管被选择以可靠地阻止负载的可能的线路电压和电流要求。对于低电压输出，使用肖特基类型二极管，由于它们的低的前向电压降。更高的电压就使用高速硅二极管，由于它们能够承受高的峰值反向电压(PIV)。推挽磁性元件的NSME的使用仅需要在整流之后最小的滤波。电容C928作为单个器件被示意性的示出。电容C931是更大的极化类型，为在低频时的低阻抗和能量存储而选择，典型值可以是200uF。为了增加电容量或减少输出阻抗，可以使用多个电容。C931是固体电介质类型，为低阻抗和高频信号而选择。其选择是为了减少特定工作频率和功率水平的噪声。电容C928选择用于工作频率和功率等级。由于附加的结点，分支电路OUTB以略低的效率执行AC-DC整流和滤波。
图26是漂移(Floating)18伏DC控制功率分支电路CP。分支电路CP包括二极管D501，D502和D503，电阻R507，调节器Q504，和电容C503，C504，C505，C506，和C507。 图26 表 元件 值/部件号码 C503 .33uF C504 100uF D501 MURS120T3 C505 .33uf Q504 LM7818A C508 100uf C507 100uf D503 MURS130T3 D502 MURS120T3
节点CT1A连接到D503的阳极和上部的外部中间抽头的次级线圈绕组。节点CT2A连接到D502的阳极和下部的外部中间抽头的次级线圈绕组。节点CT0连接到外部绕组的中间抽头。节点CT0也是返回线路，它连接到Q504管脚2，和电容C503，C504，C505，C506，和C507。二极管D502和D503的阴极都被连接到电阻R507。R507然后被连接到电压调节器Q504的管脚1(输入)节点。电压调节器Q504管脚3是18Vdc调节的。DC输出被连接到阻断二极管D501的阳极。三管脚电压调节器Q504是LM7818类型，由许多制造商制造的公用器件。电容C503，C505，C506是0.1uF固体电介质类型，被用于滤波高频波动和防止Q504振荡。C503，C504和D501阴极的结点是输出节点CP1+。隔离的18伏DC在节点CT0和CP+之间。用于在正常工作期间的调节器电路和输出开关驱动。
图26A是另一个控制功率分支电路CP1，分支电路CP1包括二极管D260，电阻R261，晶体管Q260，和电容C261-C265，和C260。 图26A 表 元件 值/部件号码 C261-C263 0.33uF C260 0.1uF D260 BZX84C16 D261-262 MURS120TS C265 0.33uf Q260 FTZ605CT C266 0.01uF L260 1mh R261 100k欧姆 R262 10欧姆 C264 220uf
节点CT1A连接到D261的阳极和上部的外部中间抽头的次级线圈绕组。节点CT2A连接到D262的阳极和下部的外部中间抽头的次级线圈绕组。节点BR-连接到外部绕组的中间抽头。节点BR-也是返回线路，它连接到Q260发射极，电容C261-C265和R261。二极管D261和D262的阴极被连接电感L260和电容C266。电容C266的另一端连接到节点FSC。电阻R262然后被连接在电感L260的另一端和节点VCC之间。R262和L260的结点形成节点TP15。节点VCC连接电容C260-265的正极端，Q260的集电极和D260的阴极。低泄漏齐纳D260的阳极连接到Q260的基极，电阻R261和电容C260。选择齐纳二极管电压以便在高升压电平开始调节。从而使得VCC跟随负载水平，如G260所示(图26B)。在接近全负载水平(最大升压)时，开始电压限制。这是举例来说的，而非用于限制。在1000瓦电源中，随着在段262(图26B)中斜率的增加，可以看到VCC限制。该独特行为具有三个好处。首先，在更大的升压电平(负载)，当需要最大门极功率时，额外的电压被自动地提供到主开关Q1。在最小的升压时降低门极电压减少了对主开关Q1门极和相关缓冲部件的应力，从而提高了MBTF和效率。第二，VCC提供内部的负载检测信号，用于伺服输出电压用于负载共担。设计的负载共担方面将在图4A中讲述。第三，可有一个信号用于传达负载大小，而无需额外的电流传感器。二极管D262和D261提供整流的功率，电容C226连接AC电压到分支电路FS1的节点TP17(图45)。当变换器正在工作时，在TP17的AC电压抑制快速启动电路的动作。调节器CP1是分流调节器。选择部件使得限制在最大升压附近启动。以这种方式，在小负载水平时不浪费功率。另外，主开关Q1门极电压被调制以提供在最大升压时的额外功率，以保证在各种负载条件下的最大效率。
图26B是作为输出功率的函数的VCC的图。图26是当负载从0-1000瓦变化时，通过测量在ACDCPF1(图4A)上的VCC而产生的。。
图27是第二漂移18伏DC推挽控制功率分支电路CPA。分支电路CPA包括二极管D601，D602和D603，电阻R607，调节器B604和电容C603，C604，C605，C606，C607和C608。 图27 表 元件 值/部件号码 C603 .33uF C604 100uF D601 MURS12OT3 C605 .33uF Q604 LM7818A C608 100uF C607 .22uF R607 7.5欧姆 D603 MURS120T3 D602 MURS120T3
节点CT1B连接到D603的阳极和上部的外部中间抽头的次级线圈绕组。节点CT2B连接到D602的阳极和下部的外部中间抽头的次级线圈绕组。节点CT20连接到外部绕组中间抽头。节点CT0也是返回线路，它连接到Q604管脚2，和电容C603，C604，C605，C606，和C607。二极管D602和D603的阴极都被连接到电阻R607。R607然后连接到电压调节器Q604的管脚1(输入)节点。电压调节器Q604管脚3是18VDC调节的DC输出，被连接到阻止二极管D601的阳极。电容C603，C605，C606是固体电介质类型，被用于滤波高频波动和防止Q604振荡。C603，C604和D601阴极的结点是输出节点CP1+。隔离的18伏DC在节点CT20和CP2+之间。在正常工作期间被用做调节器电路和输出开关驱动
图28是主开关过温保护分支电路OTP。分支电路OTP包括热开关和电阻R711和R712。 图28 表 元件 值/部件号码 THS1 67F105(105℃) R711 20欧姆 R712 20欧姆
门极驱动功率被施加到输入节点GAP和热开关THS1。最大FET门极电压需要输入功率电压小于20伏，所选择的电压是18伏。THS1的另一端被连接到并联电阻[R711‖R712]。单个电阻可能表示多个电阻。该图示出了表面安装结构。[R711‖R712]的另一端连接到输出节点TS+。正常情况下关闭的热开关TS1与主开关晶体管Q1接触。若温度大于105℃，则THS1打开，从而将功率转移到缓冲分支电路AMP1(图29)，使得开关Q1缺省为阻断状态，可以在可选风扇故障或电路到达高温的情况下保护升压开关。在该发明中，对于给定的功率等级，加速缓冲AMP(图29)、非饱和磁体(图18，18A和19)使得主开关比现有技术运行时温度低。当开关温度返回正常范围时，THS1将关闭，允许PFC恢复正常工作工作。在正常负载和环境温度下，热开关THS1将不会打开。
图29是PFC缓冲电路分支电路AMP，AMP1，AMP2，AMP3。PFCLK(图23和24)或PWFM(图33)控制元件的开关驱动命令被连接到门极缓冲电路。分支电路AMP包括功率FET Q702，达林顿对Q703，电容C709和C715，和电阻R710和R725。 图29 表 元件 值/部件号码 C715 1000pf C709 33uF Q702 NOS355NCT Q703 FZT705CT R710 0欧姆 R725 22.1k欧姆
DC功率被施加到节点GAT+，晶体管Q702漏极和电容C709，电容C709接地。最大门极电压需要输入功率电压必须是小于20伏，因此选择了18伏。输入节点GA1被连接到FETQ702的门极，被连接到达林顿对Q703的BJT1的基极和被连接到电容C715。C715被连接达林顿对两端，从基极，管脚1，到集电极，管脚2和4，Q703集电极节点也被连接到地。BJT2的发射极被连接到FET Q1的门极。FET Q702的源极通过小的可选串联电阻R710被连接到输出开关的门极或节点GA2。当由诸如该缓冲器低阻抗电源驱动时，一些功率FET在某些负载下容易振荡。可能需要大约2欧姆或更小的小电阻，而开关不会显著变慢。在大多数情况下，R710被零欧姆跳线取代。电阻R725从节点GA0被连接到Q702的源极。到节点GAP的输入开关信号在20kHz到600kHz的范围。通过提供低阻抗以快速充电连接到节点GA2的输出开关门极，实现了非常快的“接通”时间。当Q702接通时，电容C709提供额外的电流晶体管Q703提供低阻抗，以快速地从门极移开充电，大大减少了“关断”时间。与工业标准的250ns的上升时间相比，该特定的拓扑结构提供输出开关上升时间大约10ns。与工业标准的200-300ns的下降时间相比，其对应的下降时间＜10ns(见图13和14)。若变换器工作在非常高的环境温度，则热开关可以与输入功率管脚GA+串联。这使得开关晶体管被适度地禁止。分支电路AMP大大减少了开关损耗，在某些情况下，允许变换器工作，而无需现有技术的强制空冷。
图30是本发明的限位分支电路的示意图。限位分支电路SN包括二极管D804和D805和电阻R800，R817，R818，和电容C814和C819。 图30 表 元件 值/部件号码 R800 12 R817 1m欧姆 R818 1m欧姆 C814 33pF C819 560pF D805 MUR160
节点SNL2连接到外部输出开关的漏极端和感性负载的回程侧。输入节点SNL2连接到与电容C819串联的R800，再到节点SNOUT。二极管D805阳极以及与D805并联的电阻[R817‖R818]被连接到节点SNL2。电阻R817和R818可以被结合为单个电阻。D805的阴极被连接到电容C814，电容C814连接到节点/管脚SNL1。节点SNL1连接到外部负载磁性元件的电源侧。外部磁性元件的另一个支路被连接到D805的阳极和外部回程二极管D4的阳极端。一兆欧姆电阻R817和R818从C814放电，以重置它，用于下一个周期。从外部回程二极管D4的变换，电容C819和电阻R800捕获高频过程，将部分能量移到连接到节点SNOUT的外部支持电容中。由于外部回程二极管D4和D805隔离了输出开关的漏级，因为输出开关不必回转通常的漏极/源极连接的限位电路的额外电容，所以快速开关发生。应该注意，该电路没有尝试在将有用能量转换为损耗的大的RC网络中吸收该回程。它也没有尝试将回程塞到(stuff)地，那样做就增加了电容，变慢了输出开关和增加了开关损耗。该分支电路与外部推挽开关两端的其镜象SNB(图32)一起使用。该设计将一些回程能量返回到输入电源或输出负载。＂限位＂动作使回程的上升变慢，从而给了外部回程二极管启动导通的时间。该电路有效地管理了高频回程脉冲。
图30A是本发明的二极管限位分支电路的示意图。限位分支电路DSN包括二极管D51，D52，D53，D54和D55和电容C51，C52，C53，C54和C55。 图30A 表 元件 值/部件号码 C51 220 pf 100V C52 220 pf 100V C53 220 pf 100V C54 220 pf 100V C55 220 pf 100V D51 肖特基1-2ns 100V SMBSR1010MSCT D52 肖特基1-2ns 100V SMBSR1010MSCT D53 肖特基1-2ns 100V SMBSR1010MSCT D54 肖特基1-2ns 100V SMBSR1010MSCT D55 肖特基1-2ns 100V SMBSR1010MSCT
管脚SNL2被连接到D51的阳极，D51的阴极被连接到D52的阳极，D52的阴极被连接到D53的阳极，D53的阴极被连接到D54的阳极，D54的阴极被连接到D55的阳极，D55的阴极被连接到管脚SNOUT。电容被连接在每个二极管的两端，形成[D51‖C51]+[D52‖C52]+[D53‖C53]+[D54‖C54]+[D55‖C55]的串并联组合。节点SNL2连接到外部输出开关的漏极端和感性负载的回程侧。外部回程整流器二极管D4(图1，3和4)阳极被连接到节点SNL2。节点SNOUT连接到存储电容[C16‖C17](图1，3和4)和回程二极管D4的阴极。与DSN并联的外部二极管D4形成混合二极管。肖特基二极管具有期望的特性，快的恢复时间(小于6纳秒(6*10-9))和在高电流时低的前向电压降(0.4-0.9伏)。肖特基二极管现在最大能承受100V的有限反向阻塞电压。每个二极管将阻塞100V；并联电容在二极管串上平均地分配反向电压。由于每个二极管的反向结点电容小于10pf，远比并联电容小，从而反向电压几乎在二极管上平均分配。为了保证平均电压分配，需要5％更好的电容匹配。对于小电容高精确度是普通和不昂贵的。通过调节二极管/电容对的数目，可以实现不同的阻塞电压。选择500V是举例来说，而非限制性的。主回程整流器二极管D4将阻塞高电压，受制于长的反向恢复时间，在快恢复二极管中，50-500纳秒是常见的。所需要的是具有低电压降，高阻塞电压和非常短的恢复时间的二极管。与主回程整流器并联的限位器DSN非常接近该理想二极管。通过相加单个二极管阻塞电压，得到总的阻塞电压。恢复时间由串中最慢的二极管所确定，常常是小于5纳秒。当较慢的主整流器开始导通时，实现了低的前向电压降。由于电容量是单个电容的1/5，也实现了低电容量。在主开关停止导通和非饱和磁体开始释放其能量后，该混合二极管立即开始整流。这有效地限制了高电压回程过调(over shoot)小于40-70伏。该很好地将开关保持在其安全工作区域(SOA)内，允许开关工作在更高的电压下和具有更高的输出功率和额外的效率增益，或者使用不昂贵的低压开关而同时保持相同的电压富余。由于外部回程二极管D4和D805隔离了输出开关的漏级，因为输出开关不必回转通常的限位电路的额外电容，所以快速开关发生。应该注意，该电路没有尝试在产生额外热量的大RC网络中吸收该回程。它也没有尝试将回程塞到地，那样做就增加了电容，变慢了输出开关和增加了开关损耗。分支电路DSN可以与任何诸如回程二极管D4的较慢的整流器并联使用以帮助主整流器。这为开关提供了额外的保护，在主整流器启动之前整流部分回程脉冲。高频能量结果成为热量或散发的噪声。
图30B是本发明的另一个限位分支电路SNBB的示意图。限位分支电路SNBB包括电阻R310和电容C821。 图30B 表 元件 值/部件号码 R821 470pF R310 12欧姆
节点SNL2通过电容C821连接到电阻R821，再到节点SNOUT。节点SNOUT连接到回程二极管的阴极。节点SNL2连接到外部输出开关的漏极端和感性负载的回程侧。＂限位＂动作使回程的上升变慢，从而给了外部整流器二极管启动导通的时间。
图31是本发明的限位分支电路的示意图。限位分支电路SNA包括电阻R810和R811和电容C820和C821。 图31 表 元件 值/部件号码 R810 500pF C811 330pF C820 12欧姆 C821 10欧姆
节点SNA1连接到串联电阻R810，再到电容C820，节点SNA2，然后到电容C821和串联电阻R811，再到节点SNA3。节点SNA1连接到外部磁性元件中间抽头。节点SNA2连接到外部输出开关的漏极端和感性负载的回程侧。节点SNA3连接到外部输出开关的源极端。电阻R810和C820尝试吸收部分回程以减少在开关上的电压瞬变。部分回程由C821返回到地。该分支电路与外部推挽开关两端的其镜象SNA(图31)一起使用。＂限位＂动作使回程的上升变慢，从而给了图25或25A的外部整流器二极管D8和D9启动导通的时间。该电路有效地管理了高频回程脉冲。
图32是本发明的限位分支电路的示意图。限位分支电路SNB包括电阻R820和R821和电容C840和C841。 图32 表 元件 值/部件号码 C840 500pF C841 330pF R820 12欧姆 R821 10欧姆
节点SNB1连接到串联电阻R820，再到电容C820，节点SNA2，电容C841和串联电阻R821，再到节点SNB3。节点SNB1连接到外部磁性元件中间抽头。节点SNB2连接到外部输出开关的漏极端和感性负载的回程侧。节点SNB3连接到外部输出开关的源极端。电阻R820和C840尝试吸收部分高频回程以减少在开关上的电压瞬变。C841和R821返回部分回程到地。“限位”动作使回程的上升变慢，从而给了图25或25A的外部整流器二极管D8和D9启动导通的时间。该电路有效地管理了高频回程脉冲。
图33是本发明的PWM(脉宽调制器)和FM(频率调制器)分支电路。分支电路PWFM包括电阻R401，R402，R403，和R404电容C401，C402，C403，C404，C405和C406，控制器IC U400和二极管D401。 图33 表 元件 值/部件号码 R404 50k欧姆 C406 100uf C401 0.22uF C403 0.01uF C405 2200pF C404 470pF C402 0.22uF R403 50k欧姆 D401 RLS139(低泄漏) R401 2.2M欧姆 R402 150k欧姆 U400 MIC38C43
控制元件U400连接到具有以下串联连接的电路：从管脚1到反馈管脚PW1然后到可调电阻R404的动触点，再到返回节点PWFM0。电阻R404可以用两个固定的电阻来代替。电容C403从管脚2被连接到管脚1。电容C403被用于滤波误差放大器输出。电阻R404的上半部被连接到节点REF1管脚8的5.0伏内部的参考电压。内部的5.0伏参考电压U400管脚8或节点REF1被连接到电阻R403的上半部，和通过电容C402连接到返回节点PWFM0。参考电压提供电流到外部反馈网络。R403的动触点连接节点FM1到管脚4，通过R402到管脚3，和通过C404到返回节点PWFM0。电阻R403可以用两个固定的电阻来代替。脉宽定时电容C404连接管脚3到返回节点PWFM0。低泄漏二极管D401阳极被连接到管脚3，阴极到输出管脚和节点CLK。电阻R404设定输出管脚6节点CLK的额定脉宽。脉宽可以被从0(关断)调节到95％。电阻R403和C404确定额定工作频率。随着在节点PWFM+和PWFM0之间施加20伏电压，控制器U400产生内部的5.0参考电压，到管脚7节点REF1。输出管脚6节点CLK被设定为高大约20伏(见图34示波图轨迹G6段60)。C404开始通过R401充电，直到在管脚3的C404上的电压到达比较器电平(见图34示波图轨迹G1段61)，重置管脚6为低(见图34示波图轨迹G6段62)。电容C404通过D401快速放电(见图34示波图轨迹G1段63)。在管脚6为低电平期间，管脚保持在PWFM0节点以上0.6伏(见图34示波图轨迹G1段64)。在管脚6的上升沿，电容C405开始快速充电，直到管脚4的电压到达内部的比较器电平(见图34示波图轨迹G4段65)。比较器触发内部的晶体管以快速地放电C404(见图34示波图轨迹G4段66)。随着输出管脚6被设定为高电平，重复该周期。施加到U400管脚1和节点PW1(见图34示波图轨迹G1段)的外部反馈电流跟随实际的输出电压。示波图轨迹G1段67(图34)是输出开关导通在NSME中存储能量的时间段。示波图轨迹G1段68(图34)是输出开关被关断以允许在NSME中存储的能量被传送到存储电容的时间段。施加外部电流源或反馈网络到管脚1或节点PW1使得脉宽被调制。从PW1移去电流降低了比较器电平，使得比较器在C404上有更低的电压时触发，减少了脉宽。引入电流到节点PW1增加了脉宽，从额定值到最大的95％。电阻R404和C404确定额定脉宽。该设计使得CLK输出被脉宽调制。施加外部反馈网络到管脚4或节点FW1使得频率被调制。从FW1移去电流变慢了C405的充电。更长的充电时间将频率从额定设定降低。该结构使得CLK输出被频率调制。当与谐振控制器一起使用时，R403和C405确定额定频率，通常等于槽路谐振频率。外部反馈被构造成从额定(最大输出)降低频率到零频率“关断”。当用做脉宽控制器时，额定被设定为大约90％的最大脉宽，反馈减少了脉宽。分支电路PWFM可以同时是频率和脉宽调制。该结构和工作模式是该发明独特的。到误差放大器的输出的反馈是控制元件U400的独特工作模式。分支电路PWFM兼有大的动态范围，精确的控制和快速响应。
图34是在脉宽调制模式下的PWFM(图33)控制器的示波图轨迹。
图35是TCTP(图8)谐振变换器初级线圈电压的示波图轨迹。图35是在电容C10(图8)上的电压的示波图轨迹。在该实施例中，电源VBAT仅是18伏。
初级线圈绕组100(图18)的电感203uH是由在26u、2.28盎司KoolMu磁性元件101上的55匝来实现的。次级线圈绕组103(图18)是铁芯101上的15匝。5.5瓦负载被连接到绕组103。NSME初级线圈绕组100(图18)产生229伏峰值的激励电压，比VBAT大十多倍。槽路变换器TCTP和TCSSC(图7)利用了非饱和磁体的期望的特性，以产生大的磁通偏置。有用的大磁通通过增加“磁通网(flux nets)”绕组到磁性元件可以收获有用的功率。
图36是调节的18伏DC控制功率分支电路REG。分支电路REG包括电阻R517，调节器Q514和电容C514，C515，C516，C518，和C517。 图36 表 元件 值/部件号码 Q514 LM7818 C515 0.1uF C517 0.1uF C514 10 uF C518 10 uF
管脚REG0连接到外部电源回路。节点REG0也是返回线路，它连接到Q514管脚2，和电容C518，C514，C515，和C517。电阻R517被连接到电压调节器Q514的管脚1(输入)节点和输入管脚RIN+。电压调节器Q514管脚3是18vdc调节的DC输出，被连接到电容C515，C514和输出管脚18V。电容C515，C517是固体电介质类型，被用于滤波高频波动和防止Q514振荡。分支电路REG提供调节的功率到控制电路和输出开关缓冲AMP(图29)。
图37是非隔离的高端开关降压变换器分支电路HSBK的示意图。图37是非隔离的高端开关降压变换器分支电路HSBK。该变换器拓扑结构包括非隔离的高效率降压级，其提供调节的功率到有效的推挽隔离级。分支电路HSBK包括二极管D8，电容C8，FET晶体管Q31，分支电路TCTP(图8)，分支电路BL1(图18B)，分支电路IFB(图40B)，分支电路AMP(图29)和分支电路PWFM(图33)。 图37 表 元件 值/部件号码 C68 250uf D68 MUR820 Q31 IRF540N
外部电源VBAT连接到管脚DCIN+和DCIN-。管脚DCIN+连接到晶体管Q31源极，分支电路PWFM管脚PWFM0，分支电路AMP管脚GA0，和分支电路IFB管脚FBE，分支电路TCTP管脚DCIN+和B-。调节的18伏输出从分支电路TCTP管脚B+连接到分支电路AMP管脚GA+和分支电路PWFM管脚PWFM+。相对于Q31的源极，该提供正的门极驱动。电源VBAT回路被连接到管脚DCIN-，分支电路TCTP管脚DCIN-，二极管D68阳极，电容C68，RLOAD，分支电路IFB管脚OUT-，输出管脚B-和地/返回节点GND。分支电路PWFM被设计为从0到90％的可调节脉宽工作，最大脉宽发生在没有反馈电流到管脚PW1时。增加反馈电流减少了脉宽和变换器HSBK的输出电压。分支电路PWFM时钟/PWM输出管脚CLK被连接到缓冲分支电路AMP的输入管脚GA1。分支电路AMP管脚GA2的输出被连接到Q31的门极。Q31的漏级被连接到分支电路BL1管脚P1B和D68的阴极。分支电路BL1的管脚P1A被连接到电容C8，分支电路IFB管脚OUT-和RLOAD。若分支电路PWFM管脚CLK为高电平，则缓冲AMP输出管脚GA2充电晶体管开关Q31的门极。开关Q31导通，通过NSME BL1从电源VBAT充电电容C68和在BL1中存储能量。反馈输出管脚FBC从分支电路IFB被连接到分支电路PWFM脉宽调节管脚PW1。随着输出电压到达设计的电平，分支电路IFB从PW1转移电流，命令PWFM以减少脉宽或信号CLK的导通时间。在分支电路PWFM到达命令的脉宽后，PWFM将输出管脚CLK变为低电平，关断Q31，停止电流进入BL1。所存储的能量从NSME BL1被释放到现在前向偏置的二极管D68，充电电容C68。通过调制开关Q31的导通时间，变换器“降压”所施加的电压，有效地调节到更低电压。被调节的电压在节点B-和B+两端之间。分支电路IFB提供隔离的反馈电压到分支电路PWFM。当分支电路IFB检测到变换器输出(节点B+和B-)为设计的电压时，由光电晶体管导通更多的电流。PM1的下降的电流命令PWFM为更窄的脉宽，从而减少变换器输出电压。若IFB的反馈信号命令PWFM为最小输出，则开关Q31的门极驱动被移去，停止所有降压活动，电容C68通过RLOAD放电。来自VBAT的输入电流是正弦波，使得变换器非常安静。由于该开关Q31不暴露于在现有技术的饱和磁体中常见的大的电流尖峰，从而对开关施加了较小的应力，从而增加MTBF。在该变换器的拓扑结构中，分支电路HSBK利用了NSME的期望的特性。
图38是隔离的两级低端开关降压变换器分支电路LSBKPP的示意图。该变换器拓扑结构包括高效率低端开关降压级，其提供调节的功率到有效的推挽隔离级。有效的中间抽头全波整流器提供整流。分支电路LSBKPP包括二极管D46，电容C46，FET晶体管Q141，分支电路REG(图36)，分支电路OUTB(图25A)，分支电路BL1(图18B)，分支电路TCTP(图8)，分支电路IFB(图40B)，分支电路AMP(图29)，分支电路DCAC1，和分支电路PWFM(图33)。 图38 表 元件 值/部件号码 C46 250uf D46 MUR820 Q141 IRF540N
外部电源VBAT连接到管脚DCIN+和DCIN-。从管脚DCIN+连接到分支电路REG管脚RIN+，D46阴极，电容C46，分支电路TCTP(图8)管脚DCIN+，和分支电路DCAC1管脚DC+。电压调节器分支电路REG输出管脚+18V连接到分支电路AMP管脚GA+和分支电路PWFM管脚PWFM+。分支电路REG提供调节的低电压功率到控制器和主开关缓冲。VBAT负极被连接到管脚DCIN-和地返回节点GND。节点GND连接到分支电路PWFM管脚PWFM0，分支电路AMP管脚GA0，Q141源极，分支电路IFB管脚FBE，分支电路REG管脚REG0和分支电路TCTP管脚DCIN-。分支电路PWFM(图33)被设计为可变脉宽工作。额定频率在20-600khz之间，PWFM被构造为最大脉宽90％(最大降压电压)对应于没有来自分支电路IFB的反馈电流。增加反馈电流减少了Q111导通时间，减少了到推挽级的电压和从变换器LSBKPP的输出。分支电路PWFM时钟输出管脚CLK被连接到缓冲分支电路AMP(图29)的输入管脚GA1。开关加速缓冲分支电路AMP管脚GA2的输出被连接到Q141的门极。漂移的隔离的18伏电源从分支电路TCTP管脚B+连接到分支电路DCAC1管脚P18V。Q141的漏级被连接到分支电路BL1管脚P1A和D46的阳极。分支电路DCAC1管脚DC-的返回线路连接到分支电路BL1管脚P1B，分支电路TCTP管脚B-和C46。若分支电路PWFM管脚CLK为高电平，则缓冲AMP输出管脚GA2充电晶体管开关Q141的门极。开关Q141导通，反向偏置二极管D46；电容C46开始通过NSME BL1从电源VBAT充电。在Q141导通期间，能量被存储在NSME分支电路BL1中。充电C46提供了功率到最后的推挽变换器级DCAC1。输出整流器分支电路OUTB的输出被连接到反馈分支电路IFB输出管脚FBC，从分支电路IFB被连接到分支电路PWFM脉宽调节管脚PW1。分支电路IFB从PW1转移电流，命令PWFM以减少脉宽或信号CLK的导通时间。在分支电路PWFM到达命令的脉宽后，PFFM将CLK变为低电平，关断Q141，停止电流进入BL1。能量从NSME BL1被释放到现在前向偏置的回程二极管D46，充电电容C46。通过调制开关Q141的导通时间，变换器电压被调节。被调节的电压在C46节点DC+和GND两端之间。提供能量到隔离的恒定频率推挽DC-AC变换器分支电路DCAC1(图2)。分支电路DCAC1提供调节的降压电压到更高的或更低的电压的有效的变换，其比率由磁性元件绕组分支电路PPT1(图19)设定。推挽输出磁体的中间抽头被连接到分支电路OUTB管脚OUT-，RLOAD，分支电路IFB管脚OUT-和管脚OUT-，形成负载的返回线路和反馈网络。分支电路DCAC1管脚ACH的输出被连接到分支电路OUTB管脚C7B。分支电路DCAC1管脚ACL的输出被连接到分支电路OUTB管脚C8B。分支电路OUTB提供由分支电路DCAC1产生的AC功率的整流。由于非饱和磁体变换器非常，OUTB只要求最小的滤波。这还减少了成本和提高了效率，由于到滤波部件的损耗被最小化。分支电路IFB提供隔离的反馈电流到分支电路PWFM。当分支电路IFB检测到变换器输出(节点OUT+和OUT-)大于设计的/期望的电压时，电流被从节点PM1转移。PM1的下降的电流命令PWFM为更窄的脉宽，从而增加了降压效果，减少了第一级变换器输出电压。若IFB的反馈信号命令PWFM为最小输出，则开关Q141的门极驱动被移去，停止所有降压活动，电容放电C46。来自VBAT的充电C46的输入电流是正弦波，使得变换器非常安静。另外，开关Q141不会暴露于潜在的毁灭性的电流尖峰。对开关施加较小的应力，从而增加了MTBF。在该变换器的拓扑结构中，分支电路LSBKPP利用了NSME的期望的特性。调节NSME BL1(图18B)设定了可用于最后推挽隔离级的降压电压的量。以更高的电压实现了更大的效率。最后的输出电压由推挽元件PPT1(图19)的匝数比设定。变换器LSBKPP提供从高压源到高电流隔离的输出的有效变换。
图39是隔离的两级低端开关降压变换器分支电路LSBKPPBR的示意图。该变换器拓扑结构包括非隔离的高效率低端开关降压级，其提供调节的功率到有效的推挽隔离级。全波桥式整流器提供整流。分支电路LSBKPPBR包括二极管D6，电容C6，FET晶体管Q111，分支电路REG(图36)，分支电路OUTBB(图25B)，分支电路BL1(图18B)，分支电路TCTP(图8)，分支电路IFB(图40B)，分支电路AMP(图29)，分支电路DCAC1(图2)，和分支电路PWFM(图33)。 图39 表 元件 值/部件号码 C6 250uf D6 MUR820 Q111 IRFP
外部电源VBAT连接到管脚DCIN+和DCIN-。从管脚DCIN+连接到分支电路REG管脚RIN+，D6阴极，电容C6，分支电路TCTP(图8)管脚DCIN+，和分支电路DCAC1管脚DC+。电压调节器分支电路REG输出管脚+18V连接到分支电路AMP管脚GA+和分支电路PWFM管脚PWFM+。分支电路REG提供调节的低电压功率到控制器和主开关缓冲。VBAT负极被连接到管脚DCIN-，连接到分支电路PWFM管脚PWFM0，分支电路AMP管脚GA0，Q111源极，分支电路IFB管脚FBE，分支电路REG管脚REG0，分支电路TCTP管脚DCIN-。分支电路PWFM(图33)被设计为可变脉宽工作。额定频率在20-600Khz之间，PWFM被构造为最大脉宽90％(最大降压电压)对应于没有来自分支电路IFB的反馈电流。增加反馈电流减少了Q111导通时间，减少了到推挽级的电压和从变换器LSBKPPBR的输出。分支电路PWFM时钟输出管脚CLK被连接到缓冲分支电路AMP(图29)的输入管脚GA1。开关加速缓冲分支电路AMP管脚GA2的输出被连接到Q111的门极。漂移的隔离的18伏功率从分支电路TCTP管脚B+连接到分支电路DCAC1管脚P18V。Q111的漏级被连接到分支电路BL1管脚P1A和D6的阳极。分支电路DCAC1管脚DC-的返回线路连接到分支电路BL1管脚P1B，分支电路TCTP管脚B-和C6。若分支电路PWFM管脚CLK为高电平，则缓冲AMP输出管脚GA2充电晶体管开关Q111的门极。开关Q111导通，反向偏置二极管D6；电容C6开始通过NSMEBL1从电源VBAT充电。在Q111导通期间，能量被存储在NSME分支电路BL1中。对C6充电提供了功率到最后的推挽变换器级DCAC1。输出整流器分支电路OUTBB的输出被连接到反馈分支电路IFB输出管脚FBC，从分支电路IFB被连接到分支电路PWFM脉宽调节管脚PW1。分支电路IFB从PW1转移电流，命令PWFM以减少脉宽或信号CLK的导通时间。在分支电路PWFM到达命令的脉宽后，PFFM将CLK变为低电平，关断Q111，停止电流进入BL1。能量从NSME BL1被释放到现在前向偏置的回程二极管D6，充电电容C6。通过调制开关Q111的导通时间，变换器电压被调节。被调节的电压在C6节点DC+和DC-两端之间。提供能量到隔离的恒定频率推挽DC-AC变换器分支电路DCAC1(图2)。分支电路DCAC1提供调节的降压电压到更高的或更低的电压的有效的变换，其比率由磁性元件绕组分支电路PPT1(图19)设定。分支电路OUTBB管脚OUT-的返回节点被连接到RLOAD，分支电路DCAC1管脚AC0，分支电路IFB管脚OUT-和管脚OUT-。节点OUT-是负载的返回线路和反馈网络。分支电路DCAC1管脚ACH的输出被连接到分支电路OUTBB管脚C7B。分支电路DCAC1管脚ACL的输出被连接到分支电路OUTBB管脚C8B。分支电路OUTBB提供由分支电路DCAC1产生的AC功率的整流。由于所公开的非饱和磁体变换器具有最小的输出波动，OUTBB只要求较少的滤波。这还减少了成本和提高了效率，由于到滤波部件的损耗被最小化。分支电路IFB提供隔离的反馈电流到分支电路PWFM。IFB管脚FBC的集电极输出连接到PWFM管脚PW1。当分支电路IFB检测到变换器输出(节点OUT+和OUT-)大于设计的/期望的电压时，电流被从节点PM1转移。PM1的下降的电流命令PWFM为更窄的脉宽，从而增加了降压效果，减少了第一级变换器输出电压。若IFB的反馈信号命令PWFM为最小输出，则开关Q111的门极驱动被移去，停止所有降压活动，电容放电C6。由于NSME不饱和，在现有技术中常见的毁灭性的噪声电流尖峰不会出现。来自VBAT的充电C6的输入电流是正弦波，使得变换器非常安静。另外，开关Q111不会暴露于潜在的毁灭性的电流尖峰。对开关施加较小的应力，从而增加了MTBF。在该变换器的拓扑结构中，分支电路LSBKPPBR利用了NSME的期望的特性。调节NSME BL1(图18B)设定了可用于最后推挽隔离级的降压电压的量。以更高的电压实现了更大的效率。最后的输出电压由推挽元件PPT1(图19)的匝数比设定。变换器LSBKPPBR提供从高电压源的有效的变换，诸如分支电路ACDCPF(图4)的高功率因数AC-DC变换器。
图40是本发明的隔离的过压反馈网络分支电路IPFFB的示意图。分支电路IPFFB包括电阻R926，R927，R928，R929和R930，电容C927，齐纳二极管D928和D903，晶体管Q915和光隔离器U903。 图40 表 元件 值/部件号码 U903 NEC2501 Q915 FZT705 CT D903 ML5248B(18V) D928 1SMB5956BT3(200V) R926 20k欧姆 R927 10k欧姆 R928 10k欧姆 R929 10k欧姆 R930 20k欧姆
节点PF+通过电阻R927连接到D903的阴极和光隔离器U903的阳极。二极管D903的阴极被连接到管脚PF+。电阻R928从D928的阳极连接到Q915的基极。电容C927与齐纳二极管D903并联连接。电阻R928限制最大基极电流。电阻R929被连接在Q915的基极和发射极之间。电阻R929被用于从基极分流在高电压二极管中常见的过多的齐纳泄漏电流。两百伏齐纳二极管D928的阴极被连接到管脚PF+。D928的阳极被连接到R930和R928。电阻R930为200伏齐纳D928的泄漏电流提供一个路径。电阻R926将限制进入U903内部的发光二极管的最大电流为大约10mA。电阻R927设定在大约200伏的最大升压电压时的最大齐纳电流为20mA。当节点PF+和PF-之间的电压小于200伏的齐纳电压时，晶体管Q915被偏置为关断。晶体管处于关断或非导通状态，没有电流被注入U903 LED。内部的光电晶体管也处于非导通状态。所连接的外部控制分支电路没有被命令改变其输出。随着200伏或更大的电压被施加到节点PF+和PF-之间，反向偏置的齐纳二极管D928注入电流到Q915的基极。电阻R927，电容C927和二极管D903提供18伏电压到Q915的集电极。晶体管Q915导通，电流进入U903 LED，注入基极电流到U903光电晶体管。调制LED电流被反应在FBC和FBE之间的可变阻抗。该光电晶体管可以被连接作为可变电流源或阻抗。该分支电路检测过大的升压电压，并快速地反馈到控制分支电路(见PFA(图23)，PFB(图24)或(PWFM图33))，自动地减少了升压电压。
图40A是非隔离的升压输出电压反馈分支电路FBA的示意图。分支电路FBA包括电阻R1120，R1121，R1122，R1123和R1124。 图40A 表 元件 值/部件号码 R1123 499k欧姆 R1124 499k欧姆 R1122 6.65k欧姆 R1121 499k欧姆 R1120 1MEG欧姆
输入节点PF+连接到串联电阻[R1123+R1124]，然后到并联电阻[R20‖R21‖R22]，再到返回节点BR-。电阻R1120，R1121，R1122，R1123和R1124值的选择使得额定输入电压为385伏，输出反馈电压为3.85。(见示波图G1，图34)电阻R1120，R1121，R1122，R1123和R1124被以表面安装结构示出，但它们可以被结合为两个通孔电阻。反馈输出节点PF1被连接到分支电路PFA(图23)或PFB(图24)的节点PF1。返回管脚BR-被连接到PFA(图23)或PFB(图24)的BR-。节点FBE和FBC也可以被连接在控制分支电路PWFM(图33)节点FM1管脚PWFM0或PW1管脚PWFM0之间。
图40B是本发明的隔离的低电压反馈网络分支电路FBA的示意图。分支电路IFB包括电阻R900，R901和R902，齐纳二极管D900，达林顿晶体管Q900和光隔离器U900。 图40B 表 元件 值/部件号码 U900 NEC2501 Q900 FZT705 CT D900 IN5261BDICT R900 1k欧姆 R902 4k欧姆 R901 40k欧姆
节点OUT+连接D900的阴极到R901。二极管D900的阳极被连接到串联电阻R900，再到达林顿晶体管Q900的基极。电阻R902被从Q900基极连接到发射极。电阻R901连接到光隔离器U900 LED(发光二极管)的阳极，阴极被连接到Q900集电极。Q900的发射极是返回电流路径，连接到管脚/节点OUT-。电阻R901限制进入U900内部的发光二极管的最大电流为大约20mA。电阻R902从基极分流一些齐纳泄漏电流。齐纳二极管电压选择设定变换器输出电压，通常值可以是48伏。齐纳电压是最后的期望的输出减去两个基极发射极结点电压降(1.4V)。一旦OUT+节点到达齐纳电压，则小的基极电流偏置Q900进入导通状态，“接通”光隔离器U900内部的LED。电阻R900限制了到Q900的最大基极电流。选择电阻R900和R901以便用节点OUT+和OUT-之间的额定电压偏置达林顿晶体管Q900集电极电流。在OUT+和OUT-之间的电压改变调制光隔离器U900 LED电流，从而改变U900内部的光电晶体管的基极电流。光电晶体管发射极是节点FBE，集电极是节点FBC。调制LED电流被反应在FBC和FBE之间的可变阻抗。该光电晶体管可以被连接作为可变电流源或阻抗。当与控制分支电路PFA(图23)，PFB(图24)或(PWFM图33)一起使用时，光电晶体管被连接作为电流分流。在OUT+和OUT-节点施加更高的电压增加了反馈分流电流，命令控制分支电路(见PFA(图23)或PFB(图24)或PWFM(图33))减少脉宽或频率。由于达林顿晶体管非常高的增益和内部的变换器级的快速响应，IFB实现了高速反馈，取得了主动的波动减少和优异的负载调节。
图40C是另一个PFC隔离的过压反馈网络分支电路IOVFB的示意图。分支电路IOVFB包括电阻R917，R938，R939和R940，二极管D911，达林顿晶体管Q914和光隔离器U905。 图40C 表 元件 值/部件号码 U905 NEC2501 Q914 FZT705CT R938 160k欧姆 R939 70k欧姆 D911 1N5261BOTCT R940 50k欧姆 R917 40k欧姆
PFC在管脚PF+的输出被连接到R917，然后连接到Q914的集电极。电阻R917设定U905发光二极管的最大电流。电阻R938从返回节点PF+被连接到齐纳二极管D911阴极和R938。电阻R939从返回节点PF-被连接到齐纳二极管D911阴极和R938。D911的阳极被连接到可调电阻R940的动触点臂。R940的一个支路被连接到晶体管Q914的基极，另一个连接到R939和U905LED阳极和R939。Q914的发射极被连接到U904的阳极。在晶体管Q914被偏置导通提供电流到U905 LED前，可调电阻R940设定最大或跳闸电压。光电晶体管发射极是节点FBE，集电极是节点FBC。调制LED电流被反应在FBC和FBE之间的可变阻抗。该光电晶体管通常被连接为分流，以使控制元件为最小输出。该分支电路检测升压电压并反馈到PFC，其中过大的升压电压使PFC自动地减少升压电压。
图40D是另一个非隔离的升压输出电压反馈分支电路FBD的示意图。分支电路FBD包括电阻R1120，R1121，R1122，R1123和R1124。 图40D 表 元件 值/部件号码 R1123，R1124 499k欧姆 R1122 1.00k欧姆 R1121 1.00k欧姆 R1123 66.5k欧姆 R1120 6.65k欧姆
输入节点PF+连接到串联电阻[R1123+R1124]，再连接到并联电阻[R1122‖R1121]。[R1122‖R1121]的另一端被连接到R1121的动触点臂，通过[R1123‖R1120]到返回节点BR-。电阻值的选择使得额定输入电压为385伏。电阻R1120-R1124以表面安装结构示出，但它们也可以被结合为其他串并联组合以形成其它等效电路。反馈输出节点PF1被连接到分支电路PFA(图23)或PFB(图24)的节点PF1。返回管脚BR-被连接到PFA(图23)或PFB(图24)的BR-。节点FBE和FBC也可以被连接在控制分支电路PWFM(图33)的节点FM1管脚PWFM0或PW1管脚PWFM0之间。部件值被选择以提供15伏调节范围。
图41是另一个低电压反馈网络分支电路FBI的示意图。分支电路FBI包括电阻R81，R82和R83，齐纳二极管D80，NPN晶体管Q80和电容C80。 图41 表 元件 值/部件号码 R81 1k欧姆 D80 齐纳电压＝(期望的输出-0.65V) Q80 BCX70KCT C80 1000pf R82 1k欧姆 R83 715k欧姆
节点OUT+连接D80的阴极。二极管D80的阳极通过电阻R83被连接到OUT-，和通过电阻R82被连接到晶体管Q80的基极。电容C80从基极被连接到管脚OUT-。电容C80旁路高频噪声到OUT-。电阻R81从Q80的发射极被连接到节点OUT-。电阻R81增加局部负反馈以减少晶体管增益变化的影响。Q80的集电极被连接到管脚FBC。返回电流节点连接到管脚FBE和OUT-。电阻R82限制最大基极电流以保护Q80。电阻R83从基极分流一些齐纳泄漏电流。齐纳二极管电压选择设定变换器输出电压，通常值可以是48伏。齐纳电压是最后的期望的输出减去一个基极发射极结点电压降(0.65伏)。当OUT+节点到达额定电平，反向偏置的齐纳开始导通，注入小的基极电流到Q80。偏置晶体管进入导通状态。在OUT+和OUT-之间的电压改变调制Q80集电极电流。在正常工作期间，齐纳二极管被偏置在其膝点(knee)，从而电压小的改变导致较大的集电极电流改变。当分支电路FBI与控制分支电路PFA(图23)，PFB(图24)或(图33)一起使用时，晶体管被连接作为电流分流。施加到OUT+和OUT-节点的更高的电压增加了反馈分流电流，命令控制分支电路(见PFA(图23)或PFB(图24)或PWFM(图33)减少脉宽或频率。分支电路FBI提供高速反馈和增益到波动部件。随着内部的变换器级的快速的响应，取得了主动的波动减少和优异的负载调节。
图41A是另一个过压反馈网络分支电路FB2的示意图。分支电路FB2包括电阻R419，R418，R414和R410，齐纳二极管D410，和NPN晶体管Q414和Q413。 图41A 表 元件 值/部件号码 R414 22k欧姆 D410 BZX84C10 Q413-Q414 FMMT2222ACT R418 25.5K欧姆 R410，R419 499k欧姆
节点PF+连接到串联电阻R410+R419+R418然后到公共端或地，形成电压分压器。R418和R419的结点连接到Q414的集电极和齐纳二极管D410的阴极。二极管D410阳极连接到晶体管Q414的基极。Q414的发射极连接到Q413的基极和通过电阻R414接地。Q413的发射极也被连接到地。Q413的集电极连接到节点PF2，以连接到调节器分支电路PFB管脚2。选择电阻R410，R419，R418和D410，以便当节点PF+相对于公共端超过450VDC时前向偏置晶体管Q413和Q414。这调节了升压进程，直到故障状况减退，提供了快速可靠的另一种调节，从而满足了UL测试要求。
图42是本发明的过压保护实施例分支电路OVP1的示意图。分支电路OVP1包括SCR(硅控整流器)SCR1200，电阻R1200，电容C1200和齐纳二极管D1200，D1202和D1203。 图.42 表 元件 值/部件号码 SCR1200 MCR265-10 D1203 BZT03-C200(200V) D1202 BZT03-C200(200V) D1200 IN4753(5.1V) C1200 220 pf R1200 10，0k欧姆
输入管脚PF+被连接到齐纳二极管D1203的阴极，D1203的阳极被连接到串联齐纳二极管[D1202+D1200]，然后到SCR1200的门极。[R1200‖C1200]的噪声减弱网络从SCRSCR1200门极被连接到返回节点BR-。二极管D1102和D1103都是200伏；D1101是5.1伏类型，总的齐纳电压设定OVP的跳闸点在405伏。通过选择其他齐纳二极管组合可以实现其他跳闸电压。电容C1200和R1200防止泄漏电流和瞬变偶然地跳闸OVP。若AC线路电压非常高或反馈环(图40A，40B，40C或40)中有部件故障，则升压电压会快速地增加到对输出开关或输出存储电容危险的电平。当节点PF+的输出升压电压上升到405V以上时，齐纳二极管D1203，D1202和D1200导通小电流到SCR1200的门极，导通SCR1200。导通SCR1200使得在通过整流器分支电路BR(图22)的AC线路中设置了低阻抗路径。必须选择SCR1200和桥式整流器二极管以承受超过100安培的短时电路电流，直到输入熔断器打开。从而快速地限制升压输出电压为安全的电平。在正常的AC线路条件下，该电路不应该工作。通过改变齐纳电压，该分支电路也适用于在整流器上的输出，以保护负载不出现过压状况。分支电路OVP1关断变换器而无需打开线路熔断器。分支电路OVP可以与OVP1(图42A)结合使用，作为关键负载的故障安全的后备。
图42A是本发明的过压保护实施例分支电路OVP2的示意图。分支电路OVP2包括SCR(硅控整流器)SCR1101和SCR1100，电阻R1101和R1102，电容C1100和C1101和齐纳二极管D1100，D1102和D1103。 图42A 表 元件 值/部件号码 SCR1101 S101E(Teccor) SCR1100 S601E(Teccor) D1103 BZT03-C200(200V) D1102 BZT03-C200(200V) D1100 IN4753(5.1V) R1100 16000 R1101 5.1k欧姆 R1102 5.1k欧姆 C1100 1200 pf C1101 1200 pf
SCR1101的阳极是节点/管脚CP18V+，其被连接到外部控制DC源。返回节点BR-被连接到SCR1101阴极和电容C1100。输入节点PF+被连接到齐纳二极管D1103的阴极和串联电阻R1100，然后到SCRSCR1102的阳极。D1103的阳极被连接到D1102的阴极。D1102的阳极被连接到D1100的阴极。SCR1100的阴极被连接到SCR1101的门极。D1103的阳极被连接到串联齐纳二极管[D1102+D1100]，然后到电容C1100，然后到返回节点BR-。电容[C1200‖R1200]防止泄漏电流和瞬变偶然地跳闸OVP。若AC线路电压非常高或反馈环(IPFFB图40A，FBA图40B，IFB图40C或FBI图41)中有部件故障，则升压电压会快速地增加到对输出开关或输出存储电容危险的电平。当节点PF+的输出升压电压上升到405V以上时，齐纳二极管D1103，D1102和D1100导通小电流到SCR1101的门极，锁存SCR1101导通。电阻R1100提供SCR1101的保持电流。导通SCR1101提供门极电流到SCR1100，电阻R1100和R1101限制了门极电流和提供保持电流到SCR1100。随着门极电流到SCR1100，SCR被接通，提供了从节点CP18V+到BR-的低阻抗路径。该动作将调节的功率转移到主开关缓冲和/或PWM控制器PFA(图23)或PWFM(图33)和/或缓冲AMP(图29)，从而关断主开关。变换器被保持在关断状态，直到升压电压PF+通过R1100不能维持SCR1101的保持电流。通常功率必须从系统转移，以重置SCR1101。SCR1101的最小保持电流通常是5-10mA。OVP1的动作快速地限制升压输出电压为安全的电平。在正常的AC线路条件下，该电路不应该工作。通过改变齐纳电压，该分支电路也适用于在整流器上的输出，以保护负载不出现过压状况。分支电路OVP1适当地关断变换器，要求手工干预以复位该故障。
图42B是隔离的输出过压反馈网络分支电路OVP2的示意图。分支电路OVP2包括电阻R970，R971，和R972，电容C970，齐纳二极管D970，SCRSCR970，达林顿晶体管Q970和光隔离器U970。 图42B 表 元件 值/部件号码 D970 1N5261BOTCT U970 NEC2501 Q970 FZT705CT R970 160k欧姆 R971 10k欧姆 R972 22k欧姆 C970 200pf
变换器在管脚OUT+的输出被连接到R972和齐纳二极管D970的阴极。D970的阳极被连接到串联电阻R970，然后到Q970的基极。电阻R970设定Q970的最大基极电流。电阻R971被连接在D970的阳极和返回节点OUT-之间。发光二极管U970的阳极被连接到电阻R972，然后到OUT+。U970 LED的阴极被连接到Q980集电极。Q980的发射极被连接到返回节点OUT-。在晶体管Q970被偏置导通提供电流到U970 LED前，齐纳二极管D960设定最大或跳闸电压。施加大于D970的齐纳电压的电压使得注入小的基极电流到Q970。晶体管Q970接通U970的内部的LED，使光电晶体管处于导通状态，管脚OVC和OVE之间低阻抗。通过使管脚PPEN为高电平，停止输出级，外部推挽驱动器分支电路PPG(图43)被立即关断。分支电路OVP2检测输出电压并快速地反馈到推挽PFC。其中过大的升压电压使PFC自动地减少升压电压。
图42C是隔离的输出过压短路保护电路(crowbar)网络分支电路OVP3的示意图。分支电路OVP3包括电阻R980，R981，R982，R983，R984和R985，电容C980，C981和C982齐纳二极管D980，SCR SCR980和SCR981，达林顿晶体管Q980和光隔离器U980。 图42C 表 元件 值/部件号码 D980 1N5261BOTCT SR980 S601E(Teccor) U980 NEC2501 Q980 FZT705 CT R980 160k欧姆 R981 10k欧姆 R982 22k欧姆 R983 51k欧姆 R984 1200欧姆 R985 510欧姆 C980 200pf C981 1200pf C982 1200pf
在管脚OUT+参考点到管脚OUT-检测变换器输出。管脚OUT+被连接到电阻R982，再到齐纳二极管D980的阴极。D980的阳极被连接到串联电阻R980，然后到Q980的基极。电阻R980限制到Q980的基极电流。电阻R981被连接在D980的阳极和返回节点OUT-之间以提供二极管泄漏电流路径。发光二极管U980的阳极通过电阻R982被连接到OUT+。U980 LED的阴极被连接到Q980集电极。Q980的发射极被连接到返回节点OUT-。在晶体管Q980被偏置导通提供电流到U980 LED前，齐纳二极管D980设定最大或跳闸电压。施加大于D980的齐纳电压的电压使得注入小的基极电流到Q980。光隔离器U980的发射极被连接到SCR981的门极，通过[R984‖C982]到返回节点BR-。晶体管Q980接通U980的内部的LED，使光电晶体管处于导通状态，从连接到管脚CP18V+的外部18伏电源提供门极电流到SCR981。网络[R984‖C982]防止SCR981的误触发。SCR981的阴极被连接到SCR980的门极和通过[R985‖C981]连接到返回BR-。随着SCR981接通，门极电流被提供到低电压SCR980。高电压升压输出被连接到管脚PF+，电阻R983提供了保持电流到SCR981，保持SCR980导通。SCR980被选择用于低保持电流和能够阻止在PF+的最大升压电压。SRC980阳极被连接到管脚CP18V+。SRC980阴极被连接到返回管脚BR-。SCR980钳位低电压电源CP(图26)或CPA(图27)。随着低电源压制，主开关的门极驱动被禁止，关断变换器。随着主开关Q1(图1，3，4)被关断，支持电容C17充电到AC线路峰值。随着管脚PF+保持接近线路峰值，SCR981将保持SCR981导通，直到AC线路功率被转移到变换器。象OVP(图42)一样，分支电路OVP3检测不合规定的输出电压并快速地停止变换器，从而保护负载和变换器不产生毁灭性的电流。
图43是推挽振荡器分支电路PPG。图43是本发明的推挽振荡器分支电路。该实施方式使用Motorola MC33025脉宽调制器IC以产生时钟信号来驱动推挽输出级。分支电路PPG包括两相振荡器U14，电阻R126，R130，R131，R132，R133，R134，R135，R136和R137，电容C143，C136，C139，C140，C141和C142。 图43 表 元件 值/部件号码 U14 MC33025 R126 12k欧姆 R130 10欧姆 R131 10欧姆 R132 47k欧姆 R133 10k欧姆 R134 100k欧姆 R135 15k欧姆 R136 1.5M欧姆 R137 15k欧姆 C136 0.22uf C139 0.22uf C140 0.22uf C141 0.01uf C142 0.001uf C143 .33uf
该实施方式使用Motorola MC33025脉宽调制器IC以产生时钟信号来驱动推挽级。但是，任何非重叠两相固定的频率发生器都可以被使用。U14的管脚1被连接到[电容C143‖电阻R132]，然后到管脚3。电阻R134连接U14管脚16的内部的5.1伏参考输出到管脚1。与R137串联的电阻R135从5.1伏参考电压到返回节点PPG0，形成电压分压器；中心被连接到U14管脚2，使管脚2处于2.55伏。电阻R126被从U14管脚5连接到返回节点PPG0。电阻R133被从U14管脚1连接到返回节点PPG0。定时电容C142被从U14管脚6和7连接到返回节点PPG0。电阻R126和电容C142设定内部的振荡器的工作频率。定时电阻可以用JFET，MOSFET，晶体管，或类似的开关器件来代替以提供可变频率工作。晶体管的漏级可以被连接到管脚5。电源可以被连接到返回节点PPG0。可变频率命令电压/电流被施加在门极和源极之间。电容C141从U14管脚8被连接到返回节点PPG0。电容C136从U14管脚16被连接到返回节点PPG0。电容C140从U14管脚15被连接到返回节点PPG0。电容C139从U14管脚13被连接到返回节点PPG0。电阻R136从U14管脚9被连接到返回节点PPG0。U14管脚10和12被连接到返回节点PPG0。外部功率被连接到节点/管脚PPG+，通过连接到18伏控制电源的电阻R130连接到PWM(脉宽调制器)IC U14的管脚15上。电阻R131连接到U14的管脚13和PPG+，提供功率到推挽(totem-poll)输出级。功率返回线路被连接到节点PPG0。ICU14被设计为工作在大约20-600Khz的恒定频率，具有35-49.9％的固定的导通比。电阻R135，R137，R133使U14工作在最大脉宽。在管脚11节点PH2和管脚14节点PH1产生两相非重叠方波并被发送到在图中29中描述的加速缓冲AMP。构造两相发生器是为了防止重叠驱动信号会无效铁芯偏置和给开关过大的电流的问题。分支电路PPG提供给推挽开关的驱动有效地利用了NSME。
图44是涌入(inrush)限制器分支电路SS1。分支电路SS1包括二极管D447，电阻R441，R442，R443，R444，R445和R446，晶体管Q446和电容C449，C442，和C448。 图44 表 元件 值/部件号码 D447 1N5246 R441，R442 300k欧姆 R443-445 100欧姆 C448 0.33uF C442 330 uF 450V C449 0.1uF R446 4.7M欧姆
节点PF+连接到存储电容C442的正极输入端和串联电阻R441+R442。串联电阻R441和R442可以用单个元件代替。串联电阻R441和R442与C442并联，为C442提供安全放电路径。晶体管Q446的漏级被连接到C442的负极端和R442。Q446的源极被连接到返回节点BR-。电阻[R443‖R445]是与Q446源极和漏极端并联连接的。电阻R443，R444和R445可以用单个元件代替。电阻R446连接到整流的线路节点BR+和Q446的门极。齐纳二极管D447的阴极被连接Q446的门极。齐纳二极管D447的阳极被连接到Q446的源极。二极管D447限制最大门极电压为大约16伏。并联电容C448和C449被并联连接到D447。电阻R446和电容[C448‖C449]在上电时提供(0.05到0.2秒)的时间延迟。该延迟范围是举例来说的，而非用于限制。在上电时晶体管Q446处于高阻抗状态。从而电容C442充电电流被[R443‖R444‖R445]所限制。参考示波图G44间隔441(图44A)，间隔441是晶体管不导通的时间段，从而[R443‖R444‖R445]提供充电路径，从而限制涌入电流。大大减少了在上电过程中对线路滤波和整流器部件的应力。在间隔441中可以看到涌入电流的成指数减少。由于串联电阻，示波图GPF+的软启动-间隔444(图44A)也标有更大的AC波动电压。由于电容[C448‖C449]通过R446充电，Q446的门极电压增加，“导通”Q446。在间隔442中(图44A)晶体管Q446导通。该动作被标记为充电电流446的增加和在间隔445中AC波动的减少。类似地，随着C442充电，可以看到在442过程中充电电流的指数下降。晶体管Q446保持导通状态，直到功率从变换器转移。在间隔447中升压变换器开始工作。另外的涌入限制由分支电路SST(图33B)提供，在间隔448这平缓地产生输出电压。由在443过程中线路电流增加了到全额负载示出。本发明用简单的电阻/电容值选择提供了可设定的涌入限制间隔。从而实现了另外的新型软启动升压电路SST。同时在启动间隔中保持了高功率因数。适当的启动大大减少了在外部熔断器和在大电流路径中的部件的应力。用最少的附加部件增加了MBTF。该发明也允许“热”插入多个并联的单元，用于更高的功率和/或冗余。涌入限制器SS1简单地从主DC总线隔离存储电容。以这种方式，“热交换”不在AC或主外部DC总线上产生大的干扰。在图中4A中讲述的独特的主路少负载(master less load)分担方法允许任何数量的单元被并联连接，以满足高功率和可靠性。
图44A是在分支电路SS1(图44)的工作过程中线路电流和输出电压的示波图。
图45是快速启动分支电路FS1的示意图。快速启动分支电路FS1包括二极管D452和D451，电阻R451，R452，R453，R454，R455和R456，晶体管Q450和Q451，和电容C452，C453，和C451。 图45 表 元件 值/部件号码 D451 Rlz5.1齐纳5.1V D452 Rlz24齐纳24V R451 1 M欧姆 R452-453，R454 2.2 M欧姆 R455 4.3k欧姆 R456 499k欧姆 C453 0.01 uF C451 4.7 uF C452 1.0 uF Q450 FMMT2222 Q451 STD3NC80
电阻R451连接节点VCC到晶体管Q450的基极，然后到与电容C451并联的电阻R454，再到地或BR-。齐纳二极管D451和D452的阳极被连接到地。齐纳二极管D451的阴极被连接到Q450的发射极。齐纳二极管D452的阴极被连接到Q450的集电极，Q451的门极和通过电阻R452+R453到节点PF+。电阻R455从PF+连接到Q451的漏级。电阻R456从BR-(地)连接到Q451的源极形成节点TP15，通过电容C452到Q451的门极。电容C453被连接在节点TP17和TP45之间。随着AC功率施加到节点PF+，电压迅速增加。由于VCC是零(无升压)晶体管Q450不在导通状态。电阻R452+R453充电C452，前向偏置Q451。示波图G45(图45A)是Q451的源极门极电压的图。在间隔G451中，晶体管Q451导通，通过R455从PF+提供功率到VCC。示波图GVCC的间隔G452示出了VCC的快速上升。从而全额功率被立即提供到主开关Q1开关缓冲AMP(图29)和功率因数控制器PFA，PFB或PFB1。随着VCC在12.6V或以上，升压变换器逐渐开始工作。该可以从在间隔G454(图45A)中在TP45上出现小的AC电压看出来。晶体管Q451继续提供功率到VCC，同时在软启动间隔G455中，升压操作猛烈动作(ramp up)。一旦软启动阶段完成，整流的AC经D261和D260提供功率到VCC。电容C453耦合HF升压能量以快速地充电C451。R451提供连续的偏置电流到C451以防止当VCC大于5伏时Q451的激活。前向偏置Q450减少了Q451上的门极电压。在G456后，晶体管Q451门极到源极被反向偏置，关断快速启动。若出现高线路状况的过压状况或突然的减去负载，升压活动将停止在TP45转移AC电压。去掉该基极驱动减少了在G450的集电极电路中的电流，从而允许Q451在VCC降到5伏以下时变为前向偏置。在C451降到5伏以下的任何时候，功率将被提供到VCC。该新型电路提供了一种独特的方法，以便在升压工作开始之前快速地提供控制功率和在过大的过压或无负载期间维持控制功率。从而保证在负载的全部范围内和故障条件下的快速的可靠启动和恢复。
图45A是在分支电路SS1(图45)工作过程中分支电路FS1的示波图。
图46是瞬态保护分支电路TRN，包括二极管D460-D462，桥式整流器461和电容C260，C2。 图46 表 元件 值/部件号码 D460-D462 S3M 3A/1000V C260 330 ufd 450V 461 桥15A/800V C2 1.5 ufd 630V
线路电压AC加上高电压源HV1被连接到桥式整流器461的AC-电压端。桥的DC+端连接到节点BR+和瞬态保护二极管D460-D462的阳极和与电容C20并联的电感L63。电感L63和电容C20并不实质上影响瞬态保护电路的作用，因此仅为了完整而示出。D460-D462的阳极被连接到升压输出和存储电容C2和C260。在图中18A，30，29，和24中讲述了升压电路的工作。三个瞬态保护二极管是举例说明的，而非限制。器件的数目是所选择的器件前向电流容量和可能的峰值电流的函数。电容C260是极化电解器件，是举例来说的，而非用于限制。固体电介质电容可以被并联加入C260以降低阻抗和提高高频性能。在正常工作期间，瞬态保护二极管D460-D462由于升压的动作是反向偏置的。随着任何极性的高电压HV1施加到AC线路，整流情况出现在节点BR+，也在示波图G463(图46B)中示出。如果瞬变电压超过C2的电压，则D460-D462前向偏置，传送能量到存储电容C260。现有技术瞬变方法分流能量到火花隙或MOV类型器件。这些器件的问题是有限的寿命周期，过大的泄漏电流或灾难性的故障。若选择适当的器件，非常大的瞬变可以被吸收，而不会超过器件的额定值。从而以最小的部件数和成本保证了高可靠性。本发明可以适用于其他的具有存储电容的离线变换器，其被维持在(升压在)整流的峰值线路电压之上。该拓扑结构将与正或负参考变换器一起工作。
图46A是瞬态保护分支电路TRNX，包括电阻R468，桥式整流器BR468和电容C468。 图46A 表 元件 值/部件号码 R458 1M欧姆 R468 220 ufd 450V BR468 35A/600V
线路AC加上高电压源HV1被连接到桥式整流器BR468的AC-电压端。桥的输出正极端连接到节点BR+和与C468并联的电阻R486。桥的输出负极端连接到节点BR-和与C468并联的电阻R486。分支电路TRNX可以与需要瞬态保护的任何AC或DC负载并联连接。随着功率施加到桥，电容C468充电到峰值电压。电阻R468从C468放出小量电荷。一旦充电完成，仅小量的功率由R468耗散。在图G462(图46B)中描述的瞬变事件的类型中。高电压瞬变将被导入电容C468。C468的低内部阻抗和BR468的高前向电流容量通过将瞬变能量导入C468，限制了瞬变的幅值。产生了电压示波图响应G461。可以加入另外的电容，用于更高的电压，电流和/或更低的阻抗。
图46B是在高电压瞬变过程中变换器工作的示波图。示波图G461是输出电压PF+。示波图G462是整流的AC线路电压BR+。示波图G463是主升压开关Q1的门极电压。
图47是电源自动负载校准的信号图。为讲述本发明，为了清楚，图47仅示出了必要的元件。提供到473的功率进入调节器级470。调节器级470可以是诸如串联通路，可变电抗(AC)，升压，降压和分流的任何类型。这些只是举例说明，而非限制。调节器470仅需要控制管脚479，其与控制信号成比例地调制输出N470。功率或负载检测元件471提供输出信号472，其与由470发送到负载476的功率成比例。负载检测元件可以是霍尔效应传感器(电流)，具有差分放大器的电阻，瓦特传感器或电流变压器。这些只是举例说明，而非限制。要求是信号472与所发送的功率成比例。对于特定传感器，简单的倒相放大器(未示出)可以被要求用于电平移位、缓冲或倒相信号472的极性。举例来说，从采样升压磁性元件PFT1A(图4A)得出的VCC经过CP1(图26A)提供该信号。信号472(VCC)作为负载的函数变化，如26B图所示。用加入连接在节点472和477之间的电阻R476来实现负载校准。在图4A中的电阻R345是变换器ACDCPF1中的对应部件。功率信号472通过R476被转换为电流并注入总和结点477。总和结点477从R473接受来自传感器T473的与变换器温度成比例的电流。以这种方式，变换器负载分担是基于功率和/或温度的。简单的电阻比率编排了负载分担比率，同时保持了变换器调节。电阻R479上的电压与总和电流成比例，并将该电压施加到比较器478的反向端。参考电压V470被施加到比较器478的非反向输入端。比较器产生命令信号479以调制调节器470。比较器的动作是为了保持在比较器输入端之间的最小的电压差。外部电源475和475N连接到输出节点N474和共同公共负载476。该结构允许许多变换器被并联连接。信号472(VCC)作为负载的函数变化，如图所示26B。负载校准通过连接在节点472和477之间的电阻R476的加入来实现。从而随着负载增加将输出电压调节得较低，该独特动作使得N个电源并联工作，而没有通常的主从连接和电路。以这种方式，轻载的变换器增加了输出电压从而接受更多的负载。同样地，重载的变换器将减少电压，自动地将负载卸给其他的变换器或电源。以这种方式，任何数目的变换器可以并联连接，用于高功率或过剩的应用。在现有技术的主/从结构中，主单元的损耗是灾难性的。在本发明中，故障或一个单元的去掉使剩余的单元增加了输出以吸收额外的负载。可选的温度传感器T473使得负载分担除了受负载影响以外，还受到电源温度的影响。从而最小化在单个单元中的热梯度。该自动负载校准方法可以应用于AC或DC电源。部件选择设定了额定工作电压，和负载分担比率。该方法允许动态负载分担，而没有通常的主从连接、成本问题、和可靠性的减少。该方法允许电源类型的混合，即自动负载分担，且仅要求它们的输出电压基本相等。从而提供了优异的调节，简单的设置和结构，“热交换”能力和从故障状况的自动恢复。
图47A是电源自动负载校准的另一个信号图。为讲述本发明，为了清楚，图47A仅示出了必要的元件。提供到473的功率进入调节器级470。调节器级471可以是诸如串联通路，可变电抗(AC)，升压，降压和分流的任何类型。这些只是举例说明，而非限制。调节器470仅需要控制管脚479，其与控制信号成比例地调制输出N470。功率或负载检测元件471提供输出信号472，其与由470发送到负载476的功率成比例。负载检测元件可以是霍尔效应传感器(电流)，具有差分放大器的电阻，瓦特传感器或电流变压器。这些只是举例说明，而非限制。要求是信号472与所发送的功率成比例。对于特定传感器，简单的倒相放大器A470可以被要求用于电平移位、缓冲或倒相信号472的极性。举例来说，从采样升压磁性元件PFT1A(图4A)得出的VCC经过CP1(图26A)提供该信号。信号472(VCC)作为负载的函数变化，如26B图所示。放大器A470，电阻R478和R475提供信号反向以校正信号极性。用加入连接在节点A470的输出和477之间的电阻R476来实现自动负载校准。在图4A中的电阻R345是变换器ACDCPF1中的对应部件。功率信号472通过R476被转换为电流并注入参考结点N476。参考电压V470通过R470到比较器478的非反向输入端。从而有效地调制参考电压，以减少变换器输出电压和具有更高的功率。总和结点477从R475接受与变换器输出N474成比例的电流，从而使得变换器负载分担是基于功率的。简单的电阻比率编排了负载分担比率和输出电压，同时保持了变换器调节。电阻R479上的电压与总和电流成比例，并将该电压施加到比较器478的反向端。比较器产生命令信号479以调制调节器470。比较器的动作是为了保持在比较器输入端之间的最小的电压差。另外的外部电源475和475N连接到输出节点N474，并面向公共负载476。该结构允许许多变换器被并联连接。从而随着负载增加将输出电压调节得较低，该独特动作使得N个电源并联工作，而没有通常的主从连接和电路。以这种方式，轻载的变换器增加了输出电压从而接受更多的负载。同样地，重载的变换器将减少电压，自动地将负载卸给其他的变换器或电源。以这种方式，任何数目的变换器可以并联连接，用于高功率或冗余的应用。在现有技术的主/从结构中，主单元的损耗是灾难性的。在本发明中，故障或一个单元的去掉使剩余的单元增加了输出以吸收额外的负载。该自动负载校准方法可以应用于AC或DC电源。部件选择设定了额定工作电压，和负载分担比率。该方法允许动态负载分担，而没有通常的主从连接、成本问题、和可靠性的减少。该方法也允许电源类型的混合，即自动负载分担，和恒定电压类型。且仅要求对于给定负载它们独自的输出电压基本相等。这提供了优异的调节，简单的设置和结构，“热交换”能力和从故障状况的自动恢复。
尽管已经参考其优选实施例描述了本发明，但是，可以进行各种修正和改变，其结果仍落入本发明的范围之内。对于这里所公开的具体实施例的任何限制，不是发明人的目的，也没有这样的限制可以被推出。