无线接收装置和无线接收方法 【技术领域】
本发明涉及一种在数字无线通信系统中采用的无线接收装置和无线接收方法。
背景技术
在数字无线通信系统中，作为多址方法的CDMA(Code Division MultipleAccess，码分多址)利用扩频码之间的正交性，从而由于扩频码之间的互相关而不产生任何干扰，因此，可以对多个扩频码进行复用和发射。
然而，由于在真实传播环境中存在多径，因此当对多个扩频码进行复用(码复用)和发射时，不再保持扩频码之间的正交性，并且产生干扰。在CDMA中，采用RAKE合并，并且当在遇到大干扰恶化的多径传播环境中使用合并多个路径的RAKE合并时，表现出有效的优点。
已提出若干方法来消除多径干扰，其中一个方法是Karimi方法(“EFFICIENT MULTI-RATE MULTI-USER DETECTION FOR THEASYNCHRONOUS WCDMA UPLINK(异步WCDMA上行链路的高效多速率多用户检测)”，H.R.Karimi，VTC’99，pp.593-597：Joint Detection(联合检测)：JD)。将参照图1对该联合检测方法进行说明。
无线信号通过天线51在无线接收部件52中进行接收。在无线接收部件52中，对接收信号执行预定无线接收处理(例如，下变换、A/D转换等)，并且经过无线接收处理的信号输出到RAKE合并部件53和相关处理部件54。
在相关处理部件54中，执行已知信号(中置，midamble)和经过无线接收处理的信号之间的相关处理。相关处理之后的信号(相关结果)输出到延迟轮廓(profile)生成部件55。在延迟轮廓生成部件55中根据相关结果生成延迟轮廓。该延迟轮廓输出到RAKE合并部件53。
在RAKE合并部件53中，根据延迟轮廓执行RAKE合并，并且RAKE合并结果输出到JD部件56。在JD部件56中根据最大延迟时间对经过RAKE合并的信号执行联合检测处理。在联合检测处理之后输出所有码的接收信号。
在这种联合检测处理中，通过计算延迟轮廓与扩频码之间的卷积，生成矩阵A，然后计算矩阵A的互相关AHA，最后，根据表达式(AHA x＝b)，其中，互相关AHA乘以发射符号x并且在RAKE合并乘法结果之后获得b，消除由于扩频码之间地互相关而产生的干扰，并且仅保持上面表达式中给定的发射符号x，然后输出所有码的接收信号。
假定N为发射符号数，Q为扩频序列，W为延迟时间窗口(用CDMA码片时间单位表示)，并且K为发射多码(multicode)数，则在联合检测处理中生成矩阵A的计算量为(NQ+W-1)×(KN)。而且，互相关AHA的计算量为KN×KN，这是一个非常大的量。在这种情况下，延迟时间窗口W的影响是非常大的。
在传统无线接收方法中，延迟时间窗口W设为包含最大延迟时间的延迟信号。换句话说，如参照图4所述，延迟时间窗口W设为包含所有3个路径，其中，包含具有最大延迟时间的|α2|2。该窗口类似于在RAKE合并中使用的窗口。
另一方面，如果为了减小计算量而简单地将RAKE合并和联合检测的窗口宽度W设为小值从而只可以包含多径中的一个，则难以实现使用RAKE合并的优点。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种无线接收装置和无线接收方法，它们不仅能够防止RAKE合并性能的恶化，而且能够优化干扰消除性能和计算规模。
本发明人注意到在多径环境下的无线通信中大多数延迟波与在先(precedence)信号的延迟都很小，只有少数延迟波与在先信号的距离比较大，并且通过消除在先波的外围多径干扰来减小计算量以获得足够的性能，从而提出本发明。
换句话说，通过在根据包含在接收信号中的已知信号所生成的延迟轮廓中设置比在RAKE合并中使用的延迟时间更短的延迟时间，在该延迟时间范围内，对经过RAKE合并之后的信号执行干扰消除处理，从而输出所有码的接收信号，并且对由于扩频码之间的互相关而产生的干扰执行足够的消除，同时保持RAKE合并性能，并且减小干扰消除操作规模以及计算量，可以实现上述目的。
附图简述
图1是传统无线接收装置的结构方框图；
图2是根据本发明实施例1的无线接收装置的结构方框图；
图3是包括在根据本发明实施例1的无线接收装置中的最大延迟时间设置部件的结构方框图；
图4是说明最大延迟时间的示例图；
图5是说明最大延迟时间设置的示例图；
图6是示出根据本发明实施例1的无线接收装置的结果的图；以及
图7是包括在根据本发明实施例2的无线接收装置中的最大延迟时间设置部件的结构方框图。
最佳实施方式
以下将参照附图对本发明的多个实施例进行具体描述。
(实施例1)
在本实施例中，将说明使用接收信号延迟扩展的最大延迟时间设置，以及在使用该最大延迟时间执行干扰消除之后获得接收信号的情况。
图2是根据本发明实施例1的无线接收装置的结构方框图，并且图3是包括在根据本发明实施例1的无线接收装置中的最大延迟时间设置部件的结构方框图。
无线信号通过天线101在无线接收部件102中进行接收。在无线接收部件102中，对接收信号执行预定无线接收处理(例如，下变换、A/D转换等)，并且经过无线接收处理的信号输出到RAKE合并部件103和相关处理部件104。
在相关处理部件104中，执行已知信号(中置)和经过无线接收处理的信号之间的相关处理。相关处理之后的信号(相关结果)输出到延迟轮廓生成部件105。在延迟轮廓生成部件105中根据相关结果生成延迟轮廓。该延迟轮廓输出到RAKE合并部件103和最大延迟时间设置部件106。
根据延迟轮廓，确定用于消除干扰的延迟波范围，并且在最大延迟时间设置部件106中设置最大延迟时间。该最大延迟时间输出到JD部件107。
如图3所示，最大延迟时间设置部件106包括：延迟扩展计算部件1061，用于从延迟轮廓中获取延迟扩展；以及最大延迟时间确定部件1062，用于根据延迟扩展确定最大延迟时间。
在RAKE合并部件103中，根据延迟轮廓执行RAKE合并，并且RAKE合并结果输出到JD部件107。根据最大延迟时间，在JD部件107中对经过RAKE合并的信号执行联合检测处理。在该联合检测处理之后输出所有码的接收信号。
下面将说明包括前述结构的无线接收装置的操作。
其中通过联合检测执行干扰消除的系统的无线信号由用于估计延迟轮廓的已知信号(中置)和数据信号组成。
因此，如上所述，在由中置和数据组成的无线信号转换为基带信号之后，它在相关处理部件104中经过相关处理。在该相关处理中，执行中置与接收信号之间的相关。相关处理结果输出到延迟轮廓生成部件105，并且如图4所示，生成延迟轮廓。
延迟轮廓用时间τk的由|αk|2给出的αk信道功率估计值表示。另外，图4示出3个路径的情况。也就是说，在图4所示的延迟轮廓中，时间τ0的路径用由|α0|2给出的α0信道功率估计值示出，时间τ1的路径用由|α1|2给出的α1信道功率估计值示出，并且时间τ2的路径用由|α2|2给出的α2信道功率估计值示出。而且，图4的值W示出包含具有最大延迟时间的延迟波的窗口宽度，并且它用作RAKE合并中的窗口宽度。
在RAKE合并部件103中，使用与发射方装置所用的扩频码相同的扩频码对经过无线接收处理之后的信号执行解扩处理，并且采用经过该解扩处理之后的信号(解扩信号)和延迟轮廓执行RAKE合并。该RAKE合并是在所有多径都包含在时间周期(窗口宽度)W中时执行的。通过RAKE合并获得的结果是此时尚未消除扩频码之间互相关的接收信号。在此，用向量b表示RAKE合并结果。
在最大延迟时间设置部件106中，使用延迟轮廓设置用于消除干扰的延迟时间宽度W’。在本实施例中，计算延迟扩展，并且将包含在延迟扩展中的延迟波的延迟时间窗口设为W’。
首先，在最大延迟时间设置部件106的延迟扩展计算部件1061中计算延迟扩展。也就是说，计算延迟轮廓的标准偏差。算出的延迟扩展输出到最大延迟时间确定部件1062。在最大延迟时间确定部件1062中根据延迟扩展确定最大延迟时间(窗口宽度)W’。
因此，由于根据延迟扩展设置最大延迟时间，故可以设置包含产生干扰且要由JD消除的延迟波的最大延迟时间，因而，通过设置比RAKE合并更小的窗口宽度，可以降低性能恶化。
因此，在JD的干扰消除中包含如上所述设置的最大延迟时间内的延迟波。在此，窗口宽度为包含延迟时间τ0和τ1的路径的最大延迟时间W’。
在JD部件107中，计算延迟轮廓与扩频码之间的卷积，从而生成矩阵A。假定N为发射符号数，Q为扩频序列，W’为最大延迟时间(窗口宽度)，并且K为发射多码数，则矩阵A的计算量为(NQ+W’-1)×(KN)。因此，与传统相比，通过将窗口宽度从W减至W’，计算量变得比传统小。也就是说，传统地，由于JD的窗口宽度为包含所有路径的域，因此如图5所示，需要W2部分(包含延迟波τ0、τ1和τ2的窗口宽度)来执行计算，另一方面，根据本实施例，由于JD的窗口宽度为Wi(包含延迟波τ0和τ1的窗口宽度)，因此只保留W1部分来进行计算。
随后，在JD部件107中计算相关矩阵A的矩阵AHA。相关AHA的计算量为(KN)×(KN)。然后，通过求解公式AHA x＝b来得到发射符号x，即通过将矩阵AHA的逆[AHA]-1乘以RAKE合并结果b，可以解调其中在窗口宽度W’所包含的路径(延迟时间τ0和τ1的路径)中消除了扩频码的互相关的多个信号。因此，可以获得所有码的接收信号。
下面将给出准确说明根据本发明实施例1的无线接收装置的效果的操作。
图6是说明根据本发明实施例1的无线接收装置的效果的图。在图6中，标记◆(1)表示用于RAKE合并的窗口宽度W和用于JD的窗口宽度W’均为57的情况，标记■(2)表示用于RAKE合并的窗口宽度W为57而用于JD的窗口宽度W’为17的情况(本实施例)，并且标记▲(3)表示用于RAKE合并的窗口宽度W和用于JD的窗口宽度W’均为17的情况。
在情况(1)下，由于窗口宽度大，因此可以获得最佳性能，但是由于JD的窗口宽度大，因此计算规模变大。在情况(2)下，由于单独优化RAKE合并和JD的窗口宽度，因此可以保持与情况(1)相同的RAKE合并性能。在这种情况下，由于JD的窗口宽度小，因此计算规模变小。在情况(3)下，目标是减小计算规模，RAKE合并和JD的窗口宽度都小，因此不能获得足够的性能(RAKE合并增益)。
而且，关于计算量，情况(1)的5时隙计算量为100％，而情况(1)的3时隙计算量为60％。因此，在实现类似于情况(1)的RAKE合并性能的条件下，在情况(2)下，分别对RAKE合并和JD的窗口宽度进行单独优化，并且5时隙计算量为46％，而3时隙计算量为27％，因而大大减小计算量。
根据本实施例，当在RAKE合并中使用所有延迟时间窗口宽度W时，可以考虑所有多径，因此可以提高信噪比(S/N)。
另外，由于消除干扰所需的范围(JD窗口宽度)设为小于W的W’，因此还可以减小干扰消除(JD)的计算量。
也就是说，根据本实施例，由于在RAKE合并中使用所有多径，因此可以获得最大性能，并且由于根据延迟扩展最优地设置窗口宽度，因此不仅可以对由于扩频码之间的互相关而产生的干扰执行足够的消除，而且可以减小JD的计算量，同时保持RAKE合并性能。
(实施例2)
在本实施例中，通过对计算扩频码的延迟轮廓的卷积所得的相关值执行阈值判定，设置最大延迟时间，并且将说明在使用该最大延迟时间执行干扰消除之后输出接收信号的情况。
图7是包括在根据本发明实施例2的无线接收装置中的最大延迟时间设置部件的结构方框图。
在图7中，最大延迟时间设置部件106包括：扩频码选择部件1063，用于选择要与延迟轮廓进行卷积的扩频码集合；卷积计算部件1064，用于根据所选扩频码与延迟轮廓之间的卷积计算结果，计算互相关；以及阈值判定部件1065，用于执行与通过卷积操作所得的互相关值进行比较的阈值判定。
下面将说明包括前述结构的无线接收装置的操作。
接收无线信号和生成延迟轮廓的操作类似于实施例1，因此省略其说明。
在RAKE合并部件103中，使用与发射方装置所用的扩频码相同的扩频码对经过无线接收处理之后的信号执行解扩处理，并且采用经过该解扩处理之后的信号(解扩信号)和延迟轮廓执行RAKE合并。该RAKE合并是使用包含在时间周期(窗口宽度)W中的所有多径来执行的。通过RAKE合并获得的结果是此时尚未消除扩频码之间互相关的接收信号。在此，用向量b表示RAKE合并结果。
在最大延迟时间设置部件106中，使用延迟轮廓设置用于消除干扰的延迟时间宽度W’。在本实施例中，执行与通过扩频码与延迟轮廓的卷积操作所得的相关值结果进行比较的阈值判定，换句话说，通过执行与任意选择的扩频码的互相关进行比较的阈值判定，设置最大延迟时间W’。
首先，在扩频码选择部件1063中，选择要用于卷积操作的扩频码集合，并且该扩频码集合输出到卷积计算部件1064。在卷积计算部件1064中对每个扩频码和延迟轮廓进行卷积操作。然后根据每个扩频码与延迟轮廓经过卷积操作的结果，计算相关。当存在延迟波时，该相关结果相当于扩频码之间的互相关(cross correlation)。关于互相关值，可以处理若干窗口宽度Wk。
卷积计算部件1064将所获得的互相关值输出到阈值判定部件1065。在阈值判定部件1065中，将若干窗口宽度的互相关值P(Wk)与事先设置的阈值Pth进行比较。另外，获取小于该阈值Pth的W’。
例如，如图4所示，当W0是其中包含延迟波τ0的窗口宽度，W1是其中包含延迟波τ0和τ1的窗口宽度，并且W2(＝W)是其中包含延迟波τ0、τ1和τ2的窗口宽度时，在阈值判定部件1065中对互相关值执行阈值判定。
具体地说，如果当
{P(W)-P(W0)}/P(W)＞Pth
和
{P(W)-P(W1}/P(W)＜Pth并且干扰消除(JD)的窗口宽度为W0时，真实干扰量P(W)与干扰量P(W0)的差值在窗口宽度为W0时大。因此，当窗口宽度为W0时，预期干扰消除能力很小。
另外，当干扰消除(3D)的窗口宽度为W1时，真实干扰量P(W)与干扰量P(W1)的差值在窗口宽度为W1时小。因此，当窗口宽度为W1时，可以判定与在以窗口宽度W执行干扰消除时的干扰消除能力不存在任何差别。然而，在这种情况下，干扰消除(JD)的窗口宽度W’设为W1。
因此，当真实干扰量与临时设置窗口宽度的干扰量之间的差值小于确定量时，由于设置比RAKE合并情况更小的窗口宽度，因此要避免性能恶化，这是因为该临时设置窗口宽度包含有效延迟时间。另外，可以适当设置阈值以通过设置比RAKE合并情况更小的窗口宽度，将性能恶化保持在不影响系统的范围内。
在JD的干扰消除中包含如上所述设置的窗口宽度内的延迟波。在此，窗口宽度为包含延迟时间τ0和τ1的路径的最大延迟时间W’。
在JD部件107中，计算延迟轮廓与扩频码之间的卷积，从而生成矩阵A。假定N为发射符号数，Q为扩频序列，W’为最大延迟时间(窗口宽度)，并且K为发射多码数，则矩阵A的计算量为(NQ+W’-1)×(KN)。因此，通过将传统窗口宽度从W减至W’，计算量变得比传统小。
随后，在JD部件107中计算相关矩阵A的矩阵AHA。相关AHA的计算量为(KN)×(KN)。然后，通过求解公式AHA x＝b来得到发射符号x，即通过将矩阵AHA的逆[AHA]-1乘以RAKE合并结果b，可以解调其中在窗口宽度W’所包含的路径(延迟时间τ0和τ1的路径)中消除了扩频码的互相关的多个信号。因此，可以获得所有码的接收信号。
而且，在本实施例中，可以表现与实施例1相同的效果。也就是，由于在RAKE合并中使用所有多径，因此可以获得最大性能，并且关于JD，由于根据延迟扩展最优设置窗口宽度，因此不仅可以对由于扩频码之间的互相关而产生的干扰执行足够的消除，而且可以减小JD的计算量，同时保持RAKE合并性能。
本发明不限定于前述实施例1和2，并且在不脱离本发明范围的情况下，可以进行各种改变。例如，在前述实施例1和2中，虽然所说明的是路径数为3的情况，但是本发明也可以类似地应用于路径数为2、4或更多的情况。
本发明的无线接收装置和无线接收方法可以应用于数字无线通信系统，特别是CDMA系统的无线基站装置。
在根据前面描述的本发明无线接收装置和无线接收方法中，由于在RAKE合并中使用所有多径，因此可以获得最大性能，并且关于JD，由于根据延迟扩展最优设置窗口宽度，因此不仅可以对由于扩频码之间的互相关而产生的干扰执行足够的消除，而且可以减小JD的计算量，同时保持RAKE合并性能。
本申请基于2001年5月25日提交的日本专利申请2001-156625号，在此将其全部内容引作参考。
工业应用
本发明涉及一种在数字无线通信系统中采用的无线接收装置和无线接收方法。