扩频通信系统中的偏移校正 本发明涉及在数字系统中校正偏移的方法与系统。特别是在其中呈现有频率偏移的数字通信系统中，会需要有这种校正。
数字通信系统广泛用于信息的传递与接收。数字通信系统的范例包括移动电话系统，如欧洲移动通信全球系统(Global System forMobile Communication，GSM)与美国D-AMPS系统。还开发了用于电视传输的数字通信系统。
在远程通信社区中，希望引进单一的远程通信协议，以便能够在世界上任何地方使用单一的移动电话。虽然这样的系统尚未运行，但显见这种系统的基础很可能是在码分割多路存取(code division multipleaccess，CDMA)系统的形式中使用扩频信号(spread spectrum)。
在CDMA系统中，数字数据信号以第二数字信号调制，该第二数字信号一般具有明显更高的切换速率。扩频通信系统最初为军事与卫星上的用途而开发，但现今亦开发用于商用移动电话。在美国，远程通信工业协会(Telecommunications Industry Association)已引入用于蜂窝式电话远程通信的IS-95 CDMA标准。
在接收器中，无线电接收器将所接收的无线电信号转换为电气信号。接着混合该电气信号与振荡器信号以恢复模拟的扩频频谱信号。模-数转换器对该模拟信号取样以获得数字信号，该数字信号可能是重复取样(oversampled)的信号。通过将信号与伪随机码(pseudo-randomcode)相关联而使这一信号扩频，相同的伪随机码在生成数字扩频信号时用于再生成该数据信号。
在CDMA通信系统中，一般要求在接收器进行自动频率校正以便计及任何有规律的或瞬时的频率变化，特别是传递与接收振荡器频率偏移。特别是在行动系统中的情况，其中相对于发送器(transmitter)，接收器的运动可造成信号的多普勒偏移(Doppler shift)。
现有技术使用不同方法以在CDMA系统中提供自动频率校正。一种现有技术是在至接收器的输入(the input to the receiver)执行频率校正。在CDMA接收器中，至接收器的输入具有最高地取样速率，因此这样的解决方案需要很高的计算要求。另一种现有技术解决方案是在信号完成了解扩频(de-spread)之后，在符号级执行频率误差检测与校正。然而这样的解决方案严重受限于频率校正的范围。
欧洲专利申请号EP-A-0 762 666描述了一种CDMA系统，其结合了用以执行相位误差校正的装置，在该装置中，将发送的引导信号加以解扩频并用以确定相位校正信号，随后将该相位校正信号反馈至电压控制振荡器(voltage controlled oscillator)。在另一实施例中，不使用用于频率控制的引导信号，而自数据的相位旋转变化导出相位校正信号，从而执行频率校正。
本发明提供了一种对扩频通信系统接收器进行频率校正的方法，配置所述接收器对具有第一数据速率的码-扩频信号进行解扩频，从而至少提供一个具有第二数据速率(低于该第一数据速率)的解扩频数据信号，其中所述方法包括步骤：
i)通过处理所述解扩频数据信号的连续取样而确定频率偏移；
ii)自所述确定的频率偏移而生成校正顺序；以及
iii)结合具有所述第一数据速率的所述码-扩频信号与自具有所述第二数据速率(低于该第一数据速率)的所述解扩频数据信号获得的所述校正顺序，以便校正该确定的频率偏移。
通过在相对较低的信号数据速率测量频率偏移而且将频率校正与具有相对较高速率的数据信号相结合，即可能降低需要用来确定偏移的计算量，而同时允许有相当大的频率校正范围。
该方法最好包括滤波步骤，在其中减少在该确定的频率偏移中的任何噪声成分。通过使用之前测量的加权平均来完成所述滤波。
通过计算解扩频数据信号的复数取样的数学偏角(mathematicalargument)(其与直接在其之前的取样的共轭复数相乘)，而完成频率偏移的确定。通过与一复数校正因子相乘，校正顺序可与包括频率误差的码-扩频信号结合。为了获得用以与码-扩频信号结合的校正因子，可便利地使用得自解扩频信号偏移的线性内差。
在本发明的另一实施方式，提供了一种扩频通信系统，其包括用以接收发送信号的多个接收器，其中各接收器包括：
RF信号接收器，用于从所接收的RF信号生成模拟信号；
模-数转换器，用于将模拟信号转换为数字信号；
数字信号解扩频器，用以处理具有第一数据速率的码-扩频信号以获得具有第二数据速率的解扩频数字信号，所述第二数据速率低于所述第一数据速率；以及
频率校正器，其中所述频率校正器包括反馈回路，其包含：频率偏移检测器，用以自所述解扩频数字信号进行频率偏移的测量；频率校正生成器，用以生成频率校正；以及结合器(combiner)，用以结合所述频率校正与所述码-扩频信号以校正该频率偏移。
于本发明的再另一实施方式，提供一种用于扩频通信系统的接收器，包括：
RF信号接收器，自所接收的RF信号生成模拟信号；
模-数转换器，用以转换该模拟信号至数字信号；
数字信号解扩频器，用以处理具有第一数据速率的码-扩频信号以获得具有第二数据速率的解扩频数字信号，所述第二数据速率低于所述第一数据速率；以及
频率校正器，其中所述频率校正器包括反馈回路，其包含：频率偏移检测器，用以自所述解扩频数字信号进行频率偏移的测量；频率校正生成器，用以生成频率校正；以及结合器，用以结合所述频率校正与所述码-扩频信号以校正所述频率偏移。
该扩频通信系统可以是一个码分割多路存取系统，特别是电话通信系统。在移动通信系统中，对Tx与Rx振荡器频率偏移以及发送器与接收器的相对运动有必要执行频率校正。可与本发明结合的通信系统的另一实例为无线局部循环链路(wireless local loop link)。
现在将参考附图而描述本发明的实施例(仅用作范例)，其中：
图1显示一概括的CDMA通信系统的示意图；
图2显示结合频率校正的CDMA通信系统接收器的示意图；
图3显示图2的更详细的频率校正配置。
现参考图1，其显示一CDMA通信系统，该CDMA通信系统概括地以10表示。通信系统10包含发送器12与接收器14。当然，对双向通信系统，各个通信单元具有传送与接收能力。在CDMA移动电话系统中，基站能够传送数据至多个远程装置，并自该多个远程装置接收数据，虽然一般而言，各个装置在任何一时间只能自单一基站接收数据或传送数据至单一基站。
在发送器12，所要发送的数据信号16(包括多个位)通过调制电路20中的芯片码(chip code)18调制。此后，假设所要发送的数据信号根据四相位相移键控(quaternary phase shift keying，QPSK)方法而发送，其中同相(I)信号与正交(Q)信号分开调制。最后的数字扩频信号通过滤波器22转换为模拟扩频信号，并且在经信道26发送之前与载波频率24混合。
在接收器14，接收的RF信号移除载波频率并且随后解调为I与Q信号。通过模-数转换器28而对其取样并转换为数字信号。通过与解扩频码(despreading code)31结合的相关器(correlator)30而使这些数字信号解扩频。一般来说，解扩频码31与芯片码18相同。解扩频之后，最终的数据信号可于误差校正电路32进行处理。
数据信号16具有称之为符号速率(symbol rate)的数据速率，一般而言为128千位/秒。芯片码18一般可具有称之为芯片速率的数据速率，其为4096芯片/秒(chips/s)。这两个数字表明扩频因子为32-而这即为芯片/位的数值。
图2显示用于与系统10结合的CDMA通信接收器50，其具有自动频率控制，该自动频率控制在符号速率级测量偏移并在芯片速率级实现频率校正。以下说明中，假定对模拟信号的最后降频转换使用正交解调。因此，在信号处理链中的所有操作必须执行同相与正交这两部分。
数据调制与CDMA码扩频复数基带信号52通过模拟滤波器54而到达模-数转换器56。模-数转换器56接收来自时钟58的时钟输入，该时钟频率为芯片速率的4倍。因此模拟信号以4倍于芯片速率的速率或者说16.4兆次取样/秒(Msamples/s)的速率进行取样。生成的重复取样信号60通过常规的噪声与脉冲整型平方根上升余弦复数滤波器(noise and pulse shaping square root raised cosine complex filter)62。以定时电路64执行定时校正。所得数据流由此在高于芯片速率的情形下与帧(frame)、符号以及芯片时间同步。下一阶段是通过降频转换器66将该数据流降频转换至芯片速率，以提供在最佳取样时刻的每芯片一复数取样对。
上述为标准信号处理操作。在降频转换至芯片速率之后，数据流进入解扩频阶段，该阶段包括本发明的自动频率控制。在时间校准之后，频率校正前的最终的时间校准复数取样Zchip，offs(k)具有所要校正的频率偏移foffs。通过Zchip，offs(k)与已确定的校正包封Zoffs(k)的共轭复数相乘而完成这一校正。
通过解扩频器68进行解扩频。在解扩频器68中，使用2个与平行码-长度分接头FIR结构匹配的滤波器(parallel code-length tapFIR-structure matched filter)(图中未示)，同相与正交支路中各用一个。将相同实数值的CDMA-码向量用作同相与正交支路二者的滤波系数。因为定时已知，仅在已知的符号取样时刻执行乘法与加法运算，亦即对于每一个分接头而言每一符号一次。由于通过解扩频器68执行复数关联解扩频操作的结果，取得符号速率的数据流Zsym(n)。
以检测器70执行频率误差检测。检测器确定频率误差并将此值馈入数值控制振荡器72，该数值控制振荡器72产生偏移校正，以乘法器74将该校正与所要校正的取样相乘。
在解扩频之后，所得的符号流进入载波相位校正器76(carrier phasecorrector)并由此而至相干解调器78(coherent demodulator)。以维特比回旋译码器(Viterbi convolution decoder)80提供误差校正。在适当情况下，接着处理生成的处理信号以将信息安排至各个信道，并且如果这些信息对应于声音传输，则可将其转换为模拟声音信号。
现参见图3，其更详细地显示接收器50的自动频率校正阶段。
在一取样时刻n，符号取样可以下列方程式表示：
Zsym(n)＝A(n)·exp{j[φmod(n)+φoffs(n)+φnoise(n)+φ0(n)]}
在每一取样时刻n，符号取样包含关于调制相位偏移φmod(n)以及通过线性变化相位偏移φoffs(n)的振荡频率偏移的信息。噪声成分使这些相位偏移畸变，该噪声成分为随机变化的φnoise(n)，而且具有恒定的初始相位φ0(n)。
频率误差检测器70使用在2个连续的符号取样Zsym(n)-Zsym(n-1)之间的相位差φoffs(n)-φoffs(n-1)自进入的复数信号取样Zsym(n)确定foffs(n)。通过执行以下的复数乘法与偏角(argument)运算获得频率偏移foffs(n)：
φoffs(n)-φoffs(n-1)+Δφmod(n)+Δφnoise(n)＝arg{Zsym(n)·Z*sym(n-1)}
其中()*标示共轭复数运算。
调制相位差Δφmod(n)包含来自一组m个已知数值的其中之一，并且通过围绕原点旋转而将星状点移除，使得最终向量所具有的角度小于最小调制相位差的二分之一。对(D)QPSK调制，这导致
Δφoffs(n)+Δφnoise(n)＝φoffs(n)-(φoffs(n-1)+Δφnoise(n)
＝{φoffs(n)-φoffs(n-1)+Δφmod(n)+Δφnoise(n)}modulo(π/2)
由于最终相位差落入间隔(-π/4≤Δψoffs+Δψυnoise≤π/4)，使得频率偏移
foffs(n)+fnoise(n)＝(Δφoffs(n)+Δφnoise(n))/Tsym
可于以下的范围捕捉
-π/4Tsym＜foffs+fnoise＜π/4Tsym
Tsym为符号持续时间，等于码-长度乘以芯片持续时间。
在频率偏移确定之后，通过平均连续的频率偏移估算而用第2阶低通滤波器82来降低噪声。滤波器执行以下操作：
foffs，filt(n)＝c1·[foffs(n)+fnoise(n)]
+c2·[foffs(n-1)+fnoise(n-1)+foffs(n-2)+fnoise(n-2)……]
滤波系数c1与c2确定噪声滤波频宽，该频宽以上的噪声成分受到抑制。
将每一个符号持续时间Tsym的一个滤波频率偏移估计foffs，filt(n)提供至数值控制的振荡器72，其指示由振荡频率偏移导致的介于符号的第一个与最后一个取样的复数数据流Zchip，offs(k)的平均相位变化。振荡器72生成上取样(up-sample)复数校正顺序
Zoffs(k)＝1·exp{jφoffs(k)}
其中芯片速率相位值φoffs(k)为从每一符号持续时间Δφoffs，filt(n)＝Tsym·foffs，filt(n)的平均相位差线性地内插而得出。
为了封闭反馈回路，乘法器74执行复数乘法，以进入的误差取样Zchip，offs(k)乘以已建构的校正封包Zoffs(k)的共轭复数：
Zchip(k)＝Zchip，offs(k)·Z*offs(k)
开始时，不会检测到频率偏移，因此在第一符号的所有的芯片取样时刻k，将乘法因子Zoffs(k)设为(1+j0)而且Zchip(k)等于Zchip，offs(k)。
上述频率校正系统不需要用于提供所希望的振荡频率偏移估算与校正的额外引导信号。仅使用调制的与扩频数据符号的能量执行频率偏移估计。然而原则上，这样的安排可应用至引导信号系统。
对本领域熟练技术人员，应更了解上述的说明为所揭示系统的优选实施例，在不悖离本发明的精神与范畴的情况下，可有各种改变与变型。