电力变换装置 相关申请交叉参考
本申请要求2001年9月14日申请的日本专利特许公开No.JP2001-279981的优先权的权益，本文通过完全参考加以结合。
【技术领域】
本发明涉及一种经济而高效率的电力变换装置，它包括功率二极管整流器和电压型自整流电力变换器的组合，和/或功率二极管整流器和多级输出自整流电力变换器的细合。
背景技术
对于电气铁路发电系统，常采用以三相桥接用功率二极管整流器将三相AC整流为DC电源的系统。该系统的优点是对承受过载的优良性能且变换器成本低。然而，还有一个问题，当将再生制动加到交通工具上时，不能在AC电源侧产生它里面的电能，导致再生的重复缺乏。另一缺点是负载电流依赖性，导致产生的DC电压随负载的波动很可观。
图1A到1B说明了能再生电力的已有技术的PWM变换器(脉宽调制控制变换器)的电路设计。PWM变换器CNV中，AC端子经过AC电抗器Ls与三相AC电源SUP的端子R、S、T连接，多个DC端子与DC平滑电容器Cd和三相输出VVVF(可变电压可变频率)变换器INV的多个DC端子连接。变换器INV的AC端子与AC电动机M连接。PWM变换器CNV包括6个臂，即，6个整流高速二极管D1到D6连接成以三相桥接器和自关断元件S1到S6(包括用于再生逆变器(inverter)的开关元件)反向并联到这些二极管的形式。二极管D1到D3和自关断元件S1到S3布置在阳极侧，二极管D4到D6和自关断元件S4到S6布置在阴极侧。逆变器INV也与变换器CNV的电路设计相同，因此不再描述。
PWM变换器CNV配备有控制装置，它包括比较器C1，C3、电压控制补偿器Gv(S)、乘法器ML、电流控制补偿器Gi(S)和脉宽调制控制电路PWMC。比较器C1和电压控制补偿器Gv(S)对每个相是相同的，而乘法器ML、比较器C3、电流控制补偿器Gi(S)和脉宽调制控制电路PWMC为每个相而设定。本文中只详细描述R相的内部电路设计，但是，S相和T相控制电路的设计相同。从R相控制电路输出用于R相自关断元件S1，S4地选通信号(gate signal)g1，g4；从T相控制电路输出用于T相自关断元件S3，S6的选通信号g3，g6。
PWM变换器CNV用构成如上的控制电路来控制输入电流Ir，Is，It以便加到DC平滑电容器Cd的DC电压Vd与电压指令值Vd*相匹配。更具体地说，用比较器C1获得电压指令值Vd*和电压检测值Vd之间的偏差，该偏差用电压控制补偿器Gr(s)放大，并作为输入电流的幅度指令值Ism。乘法器ML用输入电流的幅度指令值Ism乘以与R相电压同步的单位正弦波sinωt，该乘积作为R相的电流指令值Ir*。比较器C3比较该R相电流指令值Ir*和R相电流检测值Ir*，偏差由电流控制补偿器Gi(S)反向放大。通常应用正比放大，增益是Gi(S)＝-Ki，Ki是比例的常数(比例常数)。电压指令值er*＝-Ki X(Ir*-Ir)，它是电流控制补偿器Gi(S)的输出，被输入到PWM控制电路PWMC用以产生R相变换器CNV的自关断元件S1和S4的选通信号g1，g4。PWM控制电路PWMC比较电压指令值er*和载波信号X(例如1kHz的三角波)，当er*＞X时，导通元件S1(截止S4)，当er*＜X时，导通元件S4(截止S1)。结果，由于变换器的R相电压VR，产生了与电压指令值er*成正比的电压。
对于R相的输入电流Ir，当Ir*＞Ir时，电压指令值er*是负值且Ir增大。反之，当Ir*＜Ir时，电压指令值er*为正值且Ir减小。以这种方式，执行控制以便Ir*＝Ir。以相同的方式对S相和T相的电流Is和It执行控制。
如下控制加到DC平滑电容器Cd上的电压Vd。具体地说，如果Vd*＞Vd，输入电流的幅度指令值Ism就增大。每相的电流指令值与电源电压同相，所以从AC电源SUP将有效功率Ps供应给DC平滑电容器Cd。结果，电压Vd增大并被控制成Vd*＝Vd。反之，如果Vd*＜Vd，输入电流的幅度指令值Ism就为负值，在AC电源侧产生功率Ps。结果，减少了DC平滑电容器Cd的累积能量，降低了电压Vd，从而实现了控制，Vd*＝Vd。
VVVF(可变电压可变频率)逆变器INV和AC电动机M是电压源为DC平滑电容器Cd的负载，因此，在电力运行操作(电动操作)期间，它们在一个方向上进行，以便消耗电容器Cd的累积能量，降低电压Vd。而且，在再生期间，再生的能量回到平滑电容器Cd，所以它们在一个方向上进行以便升高电压Vd。如上所述，通过PWM变换器CNV执行控制使DC电压Vd不变，在电力运行操作期间和再生操作期间自动从AC电源供应匹配有效功率，在AC电源侧再生与再生电力匹配的有效功率。
因此，用传统的PWM变换器，可以稳定DC电压Vd和实现能量再生，解决了电气铁路DC发电系统中缺乏再生的问题。
然而，PWM变换器有可观地开关元件的开关损耗的缺点。而且，需要开关元件能中断AC输入电流的最大值，构成中断电流。因而问题是必须设计成即使在短期过载的情况下也能承受中断电流(例如额定电流的300％)；因而整流器尺寸必须大，使系统不够经济。
这样，如上所述，虽然使用脉宽调制控制的自整流变换器(称为PWM变换器)可用作能再生电力的电力变换器，它们的缺点是成本比二极管整流器的成本高，不能承受很大的过载。而且，问题是由于PWM控制中大的开关损耗，它们的变换效率低。等等。
【发明内容】
因此，本发明的一个目的是提供一种新的电力变换装置，它经济且高效率，能再生电力，承受过载的性能优良。
通过下面的结构来实现本发明的上述目的。具体地说，根据本发明的电力变换装置包括：
功率二极管整流器，其AC端子经AC电抗器与AC电源连接；
电压型自整流电力变换器，其AC端子经还原电流(recovery current)抑制电抗器连接到该功率二极管整流器的AC端子；和
DC平滑电容器，连接在该电压型自整流电力变换器的DC公用端子和功率二极管整流器之间，并联有负载装置。
用该结构，可以用执行控制来限制电压型自整流电力变换器的中断电流到低电平，以便在电力运行操作期间在功率二极管整流器内流过大部分电流。通过控制相对于有固定脉冲图形(单脉冲、3脉冲、5脉冲等)(与电源电压同步)的电源电压的相角来控制输入电流，以便电压型自整流电力变换器总是在输入功率因数＝1附近操作。结果，在输入电流零点附近执行自关断元件(构成自整流电力变换器)的开关，从而可以保持小的元件中断电流。
当电压型自整流电力变换器的自关断元件导通时，还原电流抑制电抗器执行抑制超过流入功率二极管整流器的二极管的还原电流的功能。通常，该电抗器的电感值为几十μH，即，幅度约比AC电抗器小两个等级。
另一方面，再生操作时，大部分电流在电压型自整流电力变换器的自关断元件中流动。用本发明的装置，可以实现所使用的经济模式，例如允许在电力运行操作期间过载300％和在再生操作期间过载100％。所用的该模式的适用之处在于，在电气铁路中，即使一列火车执行再生制动，其它火车也总执行电力运行。当用100％的再生电力操作时，类似地，大部分电流在自关断元件中流动。然而通过将电源功率因数实际控制到1，即使在再生操作期间，自关断元件的开关也被安排在电流零点附近执行。因而开关损耗大大减小，有可能构成小中断电流的自关断元件的自关断电力变换器CNV，从而提供经济的装置。
【附图说明】
结合附图，参考下文的详细描述，可以容易地获得和更好的理解本发明更完全的应用和它的许多优点。
图1是能再生电力的已有技术PWM变换器(脉宽调制控制变换器)的设计图；
图2是说明图1的根据本发明的电力变换装置的实施例的设计图；
图3是解释图2的本发明的电力变换装置的控制作用的AC侧电压/电流向量图；
图4是解释图2的根据本发明的电力变换装置的相控制作用的控制框图；
图5是解释图2的根据本发明的电力变换装置的相控制作用的时间图；
图6是解释图2的根据本发明的电力变换装置的电力运行操作期间控制作用的不同部分的操作波形图；
图7是解释图2的根据本发明的电力变换装置的再生操作期间控制作用的不同部分的操作波形图；
图8是解释图2的根据本发明的电力变换装置的再生操作中从电力运行操作到再生操作的控制作用的步骤期间不同部分的操作波形图；
图9是解释图2的本发明的电力变换装置的相控制作用的另一时间图；
图10是解释图2的根据本发明的电力变换装置的电力运行操作期间另一控制作用的不同部分的操作波形图；
图11是解释图2的根据本发明的电力变换装置的相控制作用的另一时间图；
图12是解释图2的根据本发明的电力变换装置的电力运行操作期间又一控制作用的不同部分的操作波形图；
图13是说明根据本发明另一控制电路的实施例的设计图；
图14A、14B和14C是解释根据本发明的电力变换装置的作用的AC侧电压/电流向量图；
图15是解释根据本发明的电力变换装置的控制作用的AC侧电压/电流向量图；
图16是解释根据本发明的电力变换装置的控制作用的特性曲线；
图17是解释根据本发明的电力变换装置的另一控制作用的AC侧电压/电流向量图；
图18是解释根据本发明的电力变换装置的另一控制作用的特性曲线；
图19是解释根据本发明的电力变换装置的另一控制作用的操作波形图；
图20是说明根据本发明的电力变换装置另一实施例的主要电路设计图；
图21是说明图20的电力变换装置的控制电路的实施例的设计图；
图22是说明根据本发明的电力变换装置的又一实施例的主要电路设计图；
图23是说明图22的电力变换装置的控制电路的实施例的设计图；
图24是说明根据本发明的电力变换装置的又一实施例的主要电路设计图；
图25是说明图24的电力变换装置的控制电路的实施例的设计图；
图26是说明根据本发明的电力变换装置的实施例的连接图；
图27是说明图26的电力变换装置的控制电路的实施例的框图；
图28是解释根据图26的电力变换装置的控制作用的AC侧电压/电流向量图；
图29是解释根据图26的电力变换装置的相控制作用的框图；
图30是解释根据图26的电力变换装置的相控制作用的时间图；
图31是解释图26的电力变换装置的电力运行操作期间控制作用的不同部分的操作波形图；
图32是解释图26的电力变换装置的再生操作期间控制作用的不同部分的操作波形图；
图33是解释图26的电力变换装置的再生操作中从电力运行操作到再生操作的步骤期间控制作用的不同部分的操作波形图；
图34是解释图26的电力变换装置的相控制作用的另一时间图；
图35是解释图26的电力变换装置的电力运行操作期间另一控制作用的不同部分的操作波形图；
图36是解释图26的电力变换装置的相控制作用的又一时间图；
图37A、37B和37C是解释根据本发明的电力变换装置的作用的AC侧电压/电流向量图；
图38是解释根据本发明的电力变换装置的控制作用的AC侧电压/电流向量图；
图39是解释根据本发明的电力变换装置的控制作用的特性曲线；
图40是解释根据本发明的电力变换装置的另一控制作用的AC侧电压/电流向量图；
图41是解释根据本发明的电力变换装置的另一控制作用的特性曲线；
图42是解释根据本发明的电力变换装置的另一控制作用的操作波形图；
图43是说明根据本发明的电力变换装置的另一实施例的主要电路设计图；
图44是说明根据图43的电力变换装置的控制电路的实施例的设计图；
图45是说明根据本发明的电力变换装置的又一实施例的主要电路设计图；
图46是说明根据本发明的电力变换装置的又一实施例的主要电路的设计图；和
图47是图46的电力变换装置的控制电路的一个实施例的设计图。
【具体实施方式】
现在参考附图，其中，相似的参考数字指整个几幅图中相同或相应的部分，尤其是图2中的部分，来描述本发明的一个实施例。
图2是说明根据本发明的电力变换装置的一个实施例的框图。与图1中功能相同或相似的电路元件用相同的参考数字给出，不再详细描述。在图2的主要电路中，功率二极管整流器REC和还原电流抑制电抗器La附设在图1主要电路中的AC电抗器Ls和电压型自整流变换器CNV之间。整流器REC包括三相桥接功率二极管PD1到PD6，它们的AC端子经AC电抗器Ls连接到三相AC电源SUP，它们的DC端子连接到变换器CNV的DC端子。还原电流抑制电抗器La连接在整流器REC的AC端子和电压型自整流变换器CNV的AC端子之间。这种情况下，负载装置LOAD由VVVF逆变器INV和AC电动机M构成。
当电力变换器CNV的自关断元件被导通操作且正常指定了几十μH的电感值(即，约比AC电抗器Ls的幅度小两个等级)时，还原电流抑制电抗器La起抑制过度还原电流进入整流器REC的二极管的作用。而且，通过使还原电流抑制电抗器La成为可饱和电抗器，可以缩短从高速二极管D1到D6到功率二极管PD1到PD6整流所要求的时间，从而将损耗减小到那个程度。
作为控制装置，提供了比较器C1，C2，C3、电压控制补偿电路Gv(S)、电流控制补偿电路Gi(S)、前馈补偿器FF、坐标变换电路A和电源同步相检测电路PLL和相控制电路PHC。检测加到DC平滑电容器Cd上的电压Vd并用比较器C1与电压指令值Vd*进行比较。其偏差εv(＝Vd*-Vd)用电压控制补偿电路Gv(S)积分或成比例放大，输出的值被输入到加法器C2的第一输入端子。另外，检测负载LOAD消耗的DC电流Idc并经前馈补偿器FF输入到加法器C2的第二输入端子。加法器C2的输出Iq*是从电源SUP供应的有效电流的指令值。坐标变换器A将检测到的从电源SUP供应到电力变换器的三相输入电流Ir，Is，It的值变换为dq坐标轴(DC量)。坐标变换获得的q轴电流Iq表达检测到的有效电流的值，d轴电流Id表达检测到的无功电流的值。
通过用比较器C3比较有效电流指令值Iq*和有效电流检测值Iq并用电流控制补偿电路Gi(S)放大偏差值εi(＝Iq*-Iq)，获得相角指令值φ*。电源同步相检测电路PLL产生与三相AC电源电压同步的相位信号θr、θs、θt并将它们输入到相控制电路PHC。相控制电路PHC用相角指令值φ*和每个相的相位信号θr、θs、θt产生电力变换器CNV的自关断元件S1到S6的选通信号g1到g6。在电压型自整流变换器CNV中，通过用选通信号g1到g6以固定脉冲图形(单脉冲、3脉冲、5脉冲等)控制相对于电源电压的相角φ来控制输入电流。
图3说明了电压/电流向量图，解释了图2装置的控制作用。图中，Vs是电源电压，Vc是自整流变换器CNV的AC输出电压，Is是输入电流，jωLs·Is是AC电抗器Ls产生的电压降的量(电抗器Ls的电阻很小可忽略)。保持向量关系Vs＝Vc+jωLs·Is。虽然Vc和Vs等实际上应用向量来表示，本说明书中，为了方便，表示为标量。
电源电压Vs的峰值(巅值)和自整流变换器CNV的AC输出电压Vc的基本峰值匹配以在实际上(基本)一致。DC电压Vd常由来自负载侧的命令来确定；如果确定了脉冲图形，就确定了AC输出电压Vc的基本峰值。因此，通过在电源侧配置变压器和将该二次电压作为Vs来匹配峰值。
可以通过调节电力变换器CNV的AC输出电压Vc相对于电源电压Vs的相角φ来控制输入电流Is。具体地说，如果相角φ＝0，加到AC电抗器Ls的电压jωLs·Is就变为0，输入电流Is也变为0。如果相角φ(滞后)增大，电压jωLs·Is增大，输入电流Is也与该值成正比增大。输入电流向量Is以90度滞后于电压jωLs·Is，是滞后电源电压Vsφ/2的向量。因而从电源侧看输入功率因数是cos(φ/2)。
另一方面，如果电力变换器CNV的AC输出电压在增大相角φ的方向增大为图3中的Vc’，加到AC电抗器Ls的电压jωLs·Is就变为负值，得到相对于输入电流为Is’的电源电压Vs的相角(π-φ/2)。即，功率Ps＝VS·Is变为负值，就有可能将能量再生到电源。当AC输出电压Vc沿图中的虚线以Vc’的方向移动(shift)时，用电源电压Vs作为标准，输入电流Is在沿虚线在Is’的方向上改变。
图2中，如下控制有效电流Iq。
当Iq*＞Iq时，电流控制补偿电路Gi(S)的输出φ*增大，使输入电流Is增大。由于输入功率因数在实践中为1，所以有效电流Iq增大，并迅速位于Iq*＝Iq。反之，如果Iq*＜Iq，电流控制补偿电路Gi(S)的输出φ*就减小或变为负值。由于输入功率因数1，所以有效电流Iq减小，直到同样位于Iq*＝Iq。
而且，如下控制DC平滑电容器Cd的电压Vd。
当Vd*＞Vd时，电压控制补偿电路Gv(S)的输出侧的加法器C2的输出Iq*增大，并如上控制到Iq*＝Iq，所以从AC电源SUP将有效功率Ps供应给DC平滑电容器Cd。结果，DC电压Vd增大，被控制为Vd*＝Vd。
反之，当Vd*＜Vd时，加法器C2的输出Iq*减小，或变为负值，使有效功率Ps在AC电源SUP侧上从DC平滑电容器Cd再生。结果，执行控制，从而减小DC电压Vd直到Vd*＝Vd。
图2的装置中，检测负载通过的DC电流Idc，用前馈补偿器FF计算补偿量IqFF＝k1.Idc以便供应与它匹配的有效电流，将该补偿量输入到加法器C2。以这种方式，如果负载中突变，就供应与它匹配的输入电流(有效电流)Iq，抑制DC平滑电容器Cd所加电压Vd的波动。
<第二实施例>
本实施例中，在图2的电力变换装置中，还原电流抑制电抗器La用可饱和电抗器来构成。
自整流变换器CNV的臂由自关断元件S1到S6和与其反向并联的高速二极管D1到D6构成：例如，当在上臂自关断元件中流动电流且该元件截止时，电流移动到下臂中的高速二极管中。高速二极管D1到D6的正向电压降比功率二极管PD1到PD6的高，所以该电流逐渐移动到功率二极管整流器REC的相应功率二极管。整流时间与还原电流抑制电抗器La的电感值成反比。通过将电抗器La作成可饱和电抗器，减小其电感值，由于饱和，当其中流过的电流大时，使在高速二极管D1到D6中流过的电流更快地移动到功率二极管PD1到PD6，以减小变换器的损耗。
<第三实施例>
图4显示了图2中相控制电路PHC的实施例。图4中，AD1到AD3表示分别为各相设置的加法器(减法器)，类似地，PTN1到PTN3表示分别为每个相设置的脉冲图形发生器。加法器AD1到AD3从相位信号θr、θs、θt减去相角指令值φ*以产生新的相位信号θcr、θcs、θct。这些新的相位信号θcr、θcs、θct是0到2π的周期函数，与电源频率同步改变。脉冲图形发生器PTN1到PTN3为新相位信号θcr、θcs、θct的每个相产生选通信号g1到g6，以便产生固定脉冲图形。
以R相作为通常的实例，脉冲图形发生器PTN1将相对于相位信号θcr的R相元件S1到S4的脉冲图形存储为表函数：图5所示单脉冲操作期间的波形。该图中，Vr表示R相电源电压，θr表示与电源电压Vr同步的相位信号；它是在0和2π之间改变的周期函数。新的相位信号θcr＝θr-φ*是在0和2π之间改变的周期函数而且由滞后了φ*的滞后信号θr来给出。具体地说，对于输入θcr，选通信号g1(或g4)输出如下。具体地说，在以下范围中
0≤θcr＜π，g1＝1，g4＝0(S1导通，S4截止)
在以下范围内
π≤θcr＜2π，g1＝0，g4＝1(S1截止，S4导通)
自整流变换器CNV的AC侧输出电压(R相)Vcr是
当S1导通(S4截止)时，Vcr＝+Vd/2和
当S1截止(S4导通)时，Vcr＝-Vd/2
如果DC电压Vd固定，AC输出电压Vcr的幅值就固定。AC输出电压Vcr的基波Vcr*的相位以相角φ滞后电源电压Vs。以相同的方式供应S相和T相，但是，分别从R相移动120度和240度。
图6显示了在以图5的脉冲图形操作自整流变换器CNV的情况下R相下不同部分的操作波形。为了描述方便，输入电流Ir显示为正弦波，波动部分不显示。图6显示了电力运行操作期间操作波形：变换器的AC输出电压Vcr的基波Vcr*的相位以滞后电源电压Vr相角φ。而且输入电流Ir滞后电源电压Vr相角(φ/2)。IS1和IS4表示R相的自关断元件S1、S4的电流；ID1、ID4表示高速二极管D1、D4的电流；IPD1、IPD4分别表示功率二极管PD1、PD4的电流。下面，用图1描述这时它们的操作。
电流流过功率二极管PD4，直到输入电流Ir从负变为正。当该条件时，电流Ir的方向改变，元件S4为导通的条件，所以输入电流Ir能流过还原电流抑制电抗器La和元件S4。下面，当元件S4截止时，通过还原电流抑制电抗器La的作用，电流Ir最先流过高速二极管D1。功率二极管PD1的正向降电压VFPD1比高速二极管D1的正向降电压VFD1低，所以，由于该电压差，还原电流抑制电抗器La中流动的电流逐渐变小，所以输入电流Ir从高速二极管D1移动到功率二极管PD1。整流时间与还原电流抑制电抗器La的电感值成反比。通过将电抗器La作成可饱和电抗器，它在流过大电流时的电感值减小，使高速二极管D1中流动的电流更快速地移动到功率二极管PD1，所以减小了损耗。
该电流在功率二极管PD1中流动，直到输入电流Ir的极性再次反向。输入电流Ir反向后，在元件S1和高速二极管D4和功率二极管PD4之间执行与上述相同的操作。
因此，用该实施例，由于电力运行操作期间输入电流Ir的主要部分在功率二极管PD1、PD4中流动，损耗就小，可以提供承受过载能力高的电力变换装置。
如果输入电流的峰值用作Ism，可以被自整流变换器的自关断元件S1到S6中断的最大电流Imax为：
Imax＝Ism X sin(φ/2)
这里，θ2＜90°。例如，如果φ＝20°，Imax＝0.174 X Ism。即，可以应用小中断电流的自关断元件，有可能提供低成本的电力变换装置。
图7显示了再生操作期间操作波形。IS1和IS4表示R相的自关断元件S1、S4的电流；ID1、ID4表示高速二极管D1、D4的电流；和IPD1、IPD4分别表示功率二极管PD1、PD4的电流。变换器的AC输出电压Vcr的基波的相位以相角φ引导(lead)电源电压Vr。而且，输入电流Ir以相角(φ/2)引导电源电压的反相值(inverted value)-Vr。
当输入电流Ir为负且元件S1导通(S4截止)时，输入电流Ir流经元件La和还原电流抑制电抗器La。当元件S1截止(S4导通)时，通过还原电流抑制电抗器La的作用，电流Ir最先流经高速二极管D4。功率二极管PD4的正向降电压VFPD4比高速二极管D4的正向降电压VFD4低。所以，由于该电压差，还原电流抑制电抗器La中流动的电流逐渐变小，所以输入电流Ir从高速二极管D4移动到功率二极管PD4。如果输入电流Ir反向，电流在元件S4中流动，并以与上述相同的方式截止元件S4，从而先使电流移动倒高速二极管D1再移动到功率二极管PD1。
再生操作期间，如果输入电流的峰值作为Ism，可以被自关断元件S1到S6中断的最大电流Imax为
Imax＝Ism X sin(φ/2)
这里，θ2＜90°。例如，如果φ＝20°，Imax＝0.174 X Ism。
因此，再生期间输入电流Ir大部分在自关断元件中流动，但是元件S1到S6的中断电流可以变小，有可能提供低成本电力变换装置。
电气铁路的情况下，电源从一个变电站(变电站(transforming station))影响多个交通工具，所以电力运行操作期间的负载通常很大，再生电力小。例如，要求电力运行操作的情况下过载承受能力为额定输出的300％，但是，通常，100％的再生电力就令人满意了。本电力变换装置可以应用在电力运行操作期间要求大过载承受能力的情况下。
图8显示了从电力运行操作移动到再生操作时的过渡操作波形；电力变换器的AC输出电压Vcr相对于电源电压Vr的相角φ从滞后相位变为0。当输入电流Ir为正时，自关断元件S4导通(S1截止)，在功率二极管PD1中流动的输入电流Ir整流到元件S4。该过程期间，在功率二极管PD1中流动的还原电流IPD1re被还原电流抑制电抗器La的作用所抑制。如果该还原电流抑制电抗器La不存在，就会有过度的还原电流流入功率二极管PD1；这不仅增大了损耗。而且可以破坏二极管PD1或自关断元件S4。如果输入电流Ir为负，自关断元件S1就导通(S4截止)，在功率二极管PD4中流动的输入电流Ir以相同方式整流到元件S1。
可以使开关的次数最少，用单脉冲操作的自整流变换器CNV进一步提高变换效率。而且，AC侧输出电压Vc的基波分量变大，自整流变换器的电压利用率提高。而且，由于实际上用变换器功率因数1进行操作，只在输入电流Is的零点附近执行一次开关，所以自关断元件的中断电流在电力运行操作和再生操作的情况下都极小。因而可以提供高效率低成本的电力变换装置。而且，可以不发生大电流的中断来实现近于“软开关”的开关。因而EMI噪声小，可以提供环境友好的电力变换装置。
<第四实施例>
图9显示了当用脉冲图形发生器PTN1获得3脉冲输出时的操作波形，描述了R相。图中，Vr是R相电源电压，θr是与电源电压Vr同步的相位信号，它是在0和2π之间改变的周期函数。新的相位信号θcr＝θr-φ*是在0和2π之间改变的周期函数而且由滞后了φ*的滞后信号θr来给出。而且，R相元件S1、S4相对于相位信号θcr的脉冲图形是：
在以下范围中0≤θcr＜θ1，g1＝0，g4＝1(S1截止，S4导通)
在以下范围中θ1≤θcr＜θ2，g1＝0，g4＝1(S1导通，S4截止)
在以下范围中θ2≤θcr＜π，g1＝0，g4＝1(S1截止，S4导通)
在以下范围中π≤θcr＜θ3，g1＝1，g4＝0(S1导通，S4截止)
在以下范围中θ3≤θcr＜θ4，g1＝0，g4＝1(S1截止，S4导通)
在以下范围中θ4≤θcr＜2π，g1＝1，g4＝0(S1导通，S4截止)
那么，自整流变换器CNV的AC侧输出电压(R相)Vcr为：
当S1导通时(S4截止)，Vcr＝+Vd/2
当S1截止时(S4导通)，Vcr＝-Vd/2
输出电压Vcr的基波Vcr的相位以相角φ滞后于电源电压Vr。以相同的方式供应S相和T相。
也在脉冲图形固定且DC电压Vd固定的情况下，自整流变换器CNV的AC输出电压的基波的峰值固定。
图10显示了在用图9的脉冲图形操作自整流电力变换器的情况下R相的不同部分的操作波形。为了描述方便，输入电流Ir显示为正弦波，不显示波动部分。图10显示了电力运行操作期间操作波形的形成：变换器的AC输出电压Vcr的基波Vcr的相位以相角φ滞后电源电压Vs。而且，输入电流Is以相角(φ/2)滞后电源电压Vs。IS1和IS4表示R相的自关断元件S1、S4的电流；ID1、ID4表示高速二极管D1、D4的电流；IPD1、IPD4分别表示功率二极管PD1、PD4的电流。下面，描述这时它们的操作。
电流流经功率二极管PD4，直到输入电流Ir从负变为正。当该条件时，电流Ir的方向改变，元件S4为导通的条件，所以输入电流Ir能流过还原电流抑制电抗器La和元件S4。下面，当元件S4截止时，通过还原电流抑制电抗器La的作用，电流Ir最先流过高速二极管D1。功率二极管PD1的正向降电压VFPD1比高速二极管D1的正向降电压VFD1低，所以，由于该电压差，还原电流抑制电抗器La中流动的电流逐渐变小，所以输入电流Ir从高速二极管D1移动到功率二极管PD1。整流时间与还原电流抑制电抗器La的电感值成反比。通过将电抗器La作成可饱和电抗器，它在流过大电流时的电感值减小，使高速二极管中流动的电流更快速地移动到功率二极管，所以减小了损耗。
下面，当元件S4再次导通时，输入电流Ir流经还原电流抑制电抗器La和元件S4，使功率二极管PD1和高速二极管D1的电流变为0。另外，在图10的θ1，当元件S4截止时，如上所述，电流最先在高速二极管D1中流动，然后，电流移动到功率二极管PD1，该电流在功率二极管PD1中流动，直到输入电流Ir再次反向。输入电流Ir反向后，在元件S1和高速二极管D4和功率二极管PD4之间执行与上述相同的操作。
如图10的脉冲图形，显示了3脉冲图形。如果输入电流的峰值用作Ism，可以被自关断元件S1到S6中断的最大电流Imax为
Imax＝Ism X sin(φ/2+θ1)
这里，θ2＜90°。例如，如果φ＝20°，θ2＝10°
Imax＝0.342 X Ism
因此，用本发明的电力变换装置，电力运行期间的大部分电流流经小导通电压的功率二极管PD1到PD6；因此，在高速二极管D1到D6中流动小的电流，有可能实现高效率的变换装置。而且，自关断元件S1到S6的中断电流可以是小电流，有可能实现可观地减低整个装置损耗。
图11显示了脉冲图形发生器PTN1的5脉冲输出操作的情况下的操作波形，描绘了R相。该图中，Vr是R相电源电压，θr是与电源电压Vr同步的相位信号，是在0和2π之间改变的周期函数。而且，新的相位信号θcr＝θr-φ*是在0和2π之间改变的周期函数而且由滞后了φ*的滞后信号θr来给出。而且，相对于相位信号θr的R相元件S1、S4的脉冲图形如下。
在以下范围中0≤θcr＜θ1，g1＝1，g4＝0(S1导通，S4截止)
在以下范围中θ1≤θcr＜θ2，g1＝0，g4＝1(S1截止，S4导通)
在以下范围中θ2≤θcr＜θ3，g1＝1，g4＝0(S1导通，S4截止)
在以下范围中θ3≤θcr＜θ4，g1＝0，g4＝1(S1截止，S4导通)
在以下范围中θ4≤θcr＜π，g1＝1，g4＝0(S1导通，S4截止)
在以下范围中π≤θcr＜θ5，g1＝0，g4＝1(S1截止，S4导通)
在以下范围中θ5≤θcr＜θ6，g1＝1，g4＝0(S1导通，S4截止)
在以下范围中θ6≤θcr＜θ7，g1＝0，g4＝1(S1截止，S4导通)
在以下范围中θ7≤θcr＜θ8，g1＝1，g4＝0(S1导通，S4截止)
在以下范围中θ8≤θcr＜2π，g1＝0，g4＝1(S1截止，S4导通)
那么，自整流变换器CNV的AC输出电压(R相)Vcr为：
当S1导通时(S4截止)，Vcr＝+Vd/2
当S1截止时(S4导通)，Vcr＝-Vd/2
如果DC电压Vd固定，AC输出电压Vr的幅值就固定。Vcr的基波Vcr*的相位以相角φ滞后于电源电压Vr。以相同的方式供应S相和T相。
图12显示了在用图11的脉冲图形操作自整流电力变换器的情况下R相的不同部分的操作波形。为了描述方便，输入电流Ir显示为正弦波，不显示波动部分。
图12中，变换器的AC输出电压的AC输出电压的基波Vcr以相角φ滞后电源电压Vs。结果，电力变换装置在电力运行操作下，输入电流Is以相角(φ/2)滞后电源电压Vs。IS1和IS4表示R相的自关断元件S1、S4的电流；ID1、ID4表示高速二极管D1、D4的电流；IPD1、IPD4分别表示功率二极管PD1、PD4的电流。下面，用图1的装置描述这时它们的操作。
电流流经功率二极管PD4，直到输入电流Ir从负变为正。当该条件时，电流Ir的方向改变，元件S4为导通的条件，所以输入电流Ir能流过还原电流抑制电抗器La和元件S4。下面，当元件S4截止时，通过还原电流抑制电抗器La的作用，电流Ir最先流过高速二极管D1。功率二极管PD1的正向降电压VFPD1比高速二极管D1的正向降电压VFD1低，所以，由于该电压差，还原电流抑制电抗器La中流动的电流逐渐变小，所以输入电流Ir从高速二极管D1移动到功率二极管PD1。整流时间与还原电流抑制电抗器La的电感值成反比。通过将电抗器La作成可饱和电抗器，它在流过大电流时的电感值减小，使高速二极管中流动的电流更快速地移动到功率二极管，所以减小了损耗。
下面，当元件S4再次导通时，输入电流Ir流经还原电流抑制电抗器La和元件S4，使功率二极管PD1和高速二极管D1的电流变为0。另外，当元件S4截止时，如上所述，电流最先在高速二极管D1中流动，然后，电流移动到功率二极管PD1。按照图4所示的脉冲图形重复上述操作，但是，在图4中的θ2，元件S4截止(元件S1导通)后，以与上述相同的方式，电流最先流入高速二极管D1，然后电流移动到功率二极管PD1，该电流在功率二极管PD1中流动，直到输入电流Ir再次反向。输入电流Ir反向后，在元件S1和高速二极管D4和功率二极管PD4之间执行与上述相同的操作。
如图12的脉冲图形，显示了5脉冲图形。如果输入电流的峰值用作Ism，可以被自关断元件S1到S6中断的最大电流Imax为
Imax＝Ism X sin(φ/2+θ2)
这里，θ2＜90°。例如，如果φ＝20°，θ2＝15°
Imax＝0.42 X Ism
通过增加脉冲数，可以减小输入电流Ir的谐波分量，减小电流脉动，但是，另一方面，其缺点是自关断元件的中断电流的最大值Imax增大了。如下所述，希望减小输入电流谐波，并通过应用多个电力变换器等用大量尽可能低的脉冲执行操作。
如果自整流变换器CNV用固定脉冲图形来控制，可以确定开关模式以使输入电流Is的谐波分量最小，但是由于如上所述，用接近1的变换器功率因数执行操作，所以在电流Is的零点附近执行开关，构成自整流变换器CNV的自关断元件的中断电流可以保持得很小。以这种方式，可以提供低成本的电力变换装置，它能再生电力且有大功率因数和高效率。
<第五实施例>
图13显示了本发明的电力变换装置的控制装置的另一实施例。本实施例中，用计算电路CAL按照电源电压的峰值Vsm和输入电流的峰值Ism来改变图2的控制装置中的电压指令值Vd*。一种控制模式下，计算电路CAL供应与电源电压峰值Vsm成正比的DC电压指令值Vb*。
图14A、14B和14C显示了电源电压Vs的幅值随被控制为常数的DC电压Vd而波动时AC电源侧的电压/电流向量图。Vs＝Vc时，相角φ＝0，输入电流Is为0。反之，如果Vs＜Vc，超前电流在φ＝0时流动。相反，当Vs＞Vc时，滞后电流在φ＝0时流动。当电源电压Vs波动时，通过调节DC电压Vd与之匹配，变换器输出电压Vc的基波的峰值总可以与电源电压Vs的峰值相匹配。
以这种方式，可以防止当相角φ＝0时从电源提取没有效果的无功电流。
<第六实施例>
图13的控制装置中，假设计算电路CAL供应DC电压指令值Vd*：
Vd*＝k·{Vsm2+(ωLs·Ism)2}
这里，Vsm是电源电压峰值，ω是电源角频率，Ls是AC电抗器Ls的电感值，Ism是输入电流Is的峰值。
该控制系统中，DC电压指令值Vd*不仅随电源电压Vs的幅度改变，而且Vd*也以与输入电流峰值Ism相关的方式来调节。
图15显示了这点AC侧电压/电流向量图；变换器输出电压保持如下关系：
Vc＝{Vs2+(ωLs·Is)2}
结果，电源电压Vs和AC电抗器Ls所加的电压(＝jωLs·Is)总保持正交关系，输入电流Is与电源电压Vs同相(或反相)，输入功率因数＝1。
图16显示了DC电压指令值Vd*相对于输入电流峰值Ism的关系，可见DC电压指令值Vd*随电流Ism增大而增加。
<第七实施例>
图13的控制装置中，假设计算电路CAL供应DC电压指令值Vd*：
Vd*＝k·{Vsm2-(ωLs·Ism)2}
这里，Vsm是电源电压峰值，ω是电源角频率，Ls是AC电抗器的电感值，Ism是输入电流的峰值。
该控制系统中，DC电压指令值Vd*不仅随电源电压Vs的幅度改变，而且Vd*也以与输入电流峰值Ism相关的方式来调节。
图17显示了这点AC侧电压/电流向量图；变换器输出电压保持如下关系：
Vc＝{Vs2-(ωLs·Is)2}
结果，变换器输出电压向量Vc和AC电抗器Ls所加的电压(＝jωLs·Is)总保持正交关系，输入电流Is与变换器输出电压Vc同相(或反相)，输入功率因数＝1。
图18显示了DC电压指令值Vd*相对于输入电流峰值Ism的关系，可见DC电压指令值Vd*随电流Ism增大而减小。
图19显示了以单脉冲模式用变换器功率因数等于1来操作时的操作波形。显示为R相，为了描述方便，输入电流Ir描绘为正弦波，波动部分不显示。图中，IS1和IS4表示R相的自关断元件S1、S4的电流；ID1、ID4表示高速二极管D1、D4的电流；IPD1、IPD4分别表示功率二极管PD1、PD4的电流波形。
图19显示了电力运行操作期间的波形，变换器的AC输出电压Vcr的基波以相角φ滞后于电源电压Vs。输入电流Ir与变换器的AC输出电压Vcr同相且以相角φ滞后于电源电压Vr。
单脉冲模式下，当输入电流Ir为0时自关断元件S1和S4执行导通/截止操作。也同样应用于再生操作的情况下。即，通过以变换器功率因数＝1来操作，有可能以自关断元件(构成自整流变换器)的中断电流为0来操作，因此，有可能大大减小变换器的成本。而且，由于零电流开关，即软开关成为可能，所以可以解决EMI噪声或感应缺陷(induction fault)(产生当前应用的硬开关的问题)的问题。
<第八实施例>
图20显示了本发明的电力变换装置的另一实施例。本实施例中，提供了均由功率二极管整流器REC和电压型自整流变换器CNV的组合构成的两个电力变换装置，布置成：利用提供有相互相差30°的电压的两组二次绕组的三相变压器TR，执行在电力变换装置AC侧的并行多重操作(parallel multiple operation)及并联作用于DC侧。分别添加1或2作为下标来表示图2中描述的二极管整流器REC、电压型自整流变换器CNV、AC电抗器Ls和还原电流抑制电抗器La是属于第一还是第二组。放在AC电源端子R、S、T和AC电抗器LS1、LS2之间的变压器TR包括两组二次绕组，这些二次绕组中的一组为星形连接(Y形连接)而另一二次绕组是三角连接(Δ连接)，在它们二者的输出电压之间设30°的相差。变压器TR的一个二次绕组供应第一组电力变换装置，另一二次绕组供应第二组电力变换装置。两个电力变换器CNV1、CNV2都并联在DC侧，它们的DC端子与公用DC平滑电容器Cd和负载装置LOAD连接。负载装置LOAD表示逆变器INV和AC电动机M。
图21显示了控制图20的电力变换装置的控制装置的实施例，它为两组所公用，直到产生有效电流指令值Iq*的点，该点之后，它分为两组如图2中的情况，添加下标记号1或2来区分每组的结构元件中用于第一组和第二组的元件。最后，第一控制装置为第一电力变换器CNV1的自关断元件输出选通信号g11到g16，而第二控制装置为第二电力变换器CNV2的自关断元件输出选通信号g21到g26。
虽然单独控制两组电力变换装置的例如R相的输入电流(变压器TR的二次电流)Ir1和Ir2，由于它们两个的指令值Iq*相同，实际上以相同的值来控制。结果，变压器TR的一次电流的谐波相互抵消，所以可以实现以小的波动来操作。如果并行多重操作是用三组或三组以上的电力变换装置的组合来执行的，变压器TR的一次电流波动可进一步减小。
用本装置，可以实现变换装置的容量增加和从AC电源供应的输入电流Is的谐波分量减小，以这种方式，可以提供大容量电力变换装置，它高效率而低成本，且有承受过载的优良性能，能再生电力。
<第九实施例>
本实施例中，在第八实施例的电力变换装置中，电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn是以固定脉冲图形来操作的，通过调节相应于AC电源电压Vs的相角φ来控制输入电流Is，从而控制DC平滑电容器Cd的电压Vd。通过以固定脉冲图形来操作电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn来形成于AC电源电压Vs同步的开关。如果DC电压Vd固定，自整流变换器CNV1到CNVn的AC输出电压Vc1到Vcn的幅度就固定。这一条件下，通过改变相对于电源电压Vs的输出电压Vc1到Vcn的相角φ来改变加到AC电抗器Ls1到Lsn的电压，从而有可能调节输入电流Is。从AC电源供应的有效功率Ps随相对于滞后方向上电源电压Vs的变换器的输出电压Vc1到Vcn的相角φ增大而增加。反之，如果相角φ在超前方向上增大，有效功率Ps就再生到AC电源。
虽然，如果自整流变换器CNV1到CNVn由固定脉冲图形来控制，确定开关模式以使输入电流Is的谐波分量最小，由于变换功率因数接近1，在电流Is的零点附近执行开关，所以，构成自整流变换器CNV1到CNVn的自关断元件只需很小的中断电流。以这种方式，可以提供低成本电力变换装置，它有高的功率因数和几乎没有输入电流Is的谐波分量的高效率，能再生电力。
<第十实施例>
本实施例中，在第八实施例的电力变换装置中，电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn是以与AC电源SUP的频率同步的单脉冲模式来操作的，通过调节相对于AC电源电压Vs的相角φ来控制AC输入电流Is，从而控制DC平滑电容器Cd的电压Vd。
通过以单脉冲模式来操作电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn，减小了开关损耗，可以提高自整流变换器的电压利用率。而且，由于可以在输入电流Is零点附近变换自整流变换器，所以可以使自关断元件的中断电流是小电流。以这种方式，可以提供低成本的电力变换装置，它有高效率和大容量，有承受过载的优良性能。
<第十一实施例>
图22显示了根据本发明的装置的又一实施例。本实施例的特征在于串联第一和第二电压型自整流电力变换器CNV1、CNV2的DC侧以供应供应负载装置LOAD。其余构成与图20所示相同。
图23显示了图22的装置的控制装置的实施例。自整流变换器CNV1和CNV2执行控制操作，使DC平滑电容器Cd1和Cd2的电压Vd1和Vd2分别与指令值Vd*一致。
比较器C11比较电压检测值Vd1和电压指令值Vd*，其偏差εv1用电压控制补偿电路Gv1(S)积分或成比例放大，然后被输入到加法器C21的一个输入端子。类似地，比较器C12比较电压检测值Vd2和电压指令值Vd*，其偏差εv2用电压控制补偿电路Gv2(S)积分或成比例放大，并被输入到加法器C22的一个输入端子，同时检测负载LOAD消耗的DC电流Idv并经公用前馈补偿器FF输入到加法器C21和C22的另一输入端子。加法器C21的输出是提供从电源SUP供应给第一电力变换装置(REC1+CNV1)的有效电流的指令值Iq1*。加法器C22的输出是提供从电源SUP供应给第二电力变换装置(REC2+CNV2)的有效电流的指令值Iq2*。其它细节与图21的情况相同。
用电压型自整流电力变换器CNV1、CNV2控制输入电流，电压型自整流电力变换器CNV1、CNV2以与电源电压同步的固定脉冲图形(单脉冲、3脉冲或5脉冲等)来控制相对于电源电压的相角φ1、φ2。
虽然单独控制两组电力变换装置的输入电流(变压器TR的二次电流)Ir1和Ir2(R相)，在固定条件下，DC电压Vd1和Vd2实际上相同，它们二者的有效电流指令值Iq1*、Iq2*实际上相同，所以控制输入电流Is1、Is2为实际上相同的值。结果，变压器的一次电流的谐波彼此抵消，所以可以实现几乎没有电流波动的操作。如果并行多重操作是用三组或三组以上电力变换装置的组合来执行的，变压器TR的一次电流波动可以进一步减小。
用本装置，可以实现增大电力变换装置的容量、增大DC电压Vd的电压和减小AC电源供应的输入电流Is的谐波分量，有可能提供高效率、低成本的大容量电力变换装置，它能再生电力和有承受过载的优良性能。
<第十二实施例>
本实施例中，在第十一实施例的电力变换装置中，以固定脉冲图形操作n个电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn，通过调节相对于AC电源电压Vs的相角φ来控制AC输入电流Is，从而控制加到DC平滑电容器Cd1到Cdn的电压Vd1到Vdn。
通过以固定脉冲模式操作电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn来执行与AC电源电压Vs同步的开关。如果DC电压Vd固定，自整流变换器CNV1到CNVn的AC输出电压Vc1到Vcn的幅度固定。这一条件下，通过改变相对于电源电压Vs的输出电压Vc1到Vcn的相角φ来改变加到AC电抗器Ls1到Lsn的电压，从而有可能调节电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn的输入电流。如果自整流变换器CNV1到CNVn用固定脉冲图形来控制，可以确定开关模式，使输入电流Is的谐波分量很小，但是，由于以接近1的变换器功率因数来执操作，在电流Is的零点附近执行开关，所以构成自整流变换器CNV1和CNV2的自关断元件的中断电流可以是小电流。
通过增大滞后方向上相对于电源电压Vs的变换器的输出电压Vc1到Vcn的相角φ来增大AC电源供应的有效功率Ps。反之，如果在超前方向上增大了相角φ，有效功率Ps就再生到AC电源。控制自整流变换器CNV1到CNVn以在实际上固定DC平滑电容器Cd1到Cdn的电压Vd1到Vdn。结果，它们的总电压Vd0＝Vd1+VD2+……+Vdn被控制到固定值。以这种方式，可以增大DC输出电压，可以提供低成本的电力变换装置，它有大功率因数和几乎没有输入电流Is的谐波分量的高效率，并能再生电力。
<第十三实施例>
本实施例中，在第十一实施例的电力变换装置中，以与AC电源SUP的频率同步的单脉冲模式来操作n个电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn，通过调节相对于AC电源电压Vs的相角φ来控制电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn的输入电流，从而控制加到DC平滑电容器Cd1到Cdn的电压Vd1到Vdn。
由于电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn以单脉冲模式操作，减小了开关损耗，可以提高自整流变换器的电压利用系数。而且，由于在输入电流Is的零点附近执行自整流变换器的开关，自关断元件的中断电流可以是小电流。以这种方式，可以提供电力变换装置，它有低成本、高效率和大容量，有承受过载的优良性能。
<第十四实施例>
图24说明了本发明的又一实施例。本实施例的特征在于，在图20的装置中，通过应用两组三相变压器TR1、TR2(它们的一次绕组串联，它们的输出电压的相互相差为30°)来代替包括两组二次绕组的单变压器TR，安排形成一系列多重操作；另外，用两个变压器的漏电感来分配(dispense)图20所示的AC电抗器Ls1、Ls2。当然，其原理与以与图20的情况下相同的方式提供的AC电抗器Ls1、Ls2相同。
图25显示了图24的装置的控制装置的实施例。这种情况下，从加法器C1到电流控制补偿电路Gi(S)都与图2的情况相同；由相控制电路PHC1和PHC2分为两组。相控制电路PHC1和PHC2用上述公用相角指令值φ*为两个电力变换器CNV1、CNV2产生选通信号g11到g16和g21到g26。
通过控制相对于与电源电压同步的固定脉冲图形(单脉冲、3脉冲或5脉冲)的电源电压的相角φ来控制电压型自整流电力变换器CNV1、CNV2的输入电流Ir、Is和It。该装置中，由于两个变压器TR1、TR2在它们的一次侧串联，所以两个电力变换装置(REC1+CNV1和REC2+CNV2)的输入电流相同，得到几乎没有谐波的电流。
虽然，上文描述了应用电力变换装置的实例，当然可以用三个或三个以上的电力变换装置来执行一系列多重连接操作。
用本装置，可以实现增加变换装置的容量、减小从AC电源供应的输入电流Is的谐波量。尤其是，通过一系列多重操作，其优点是可以减小流入每个变换器的AC侧输入电流的谐波，也可以减少自整流变换器CNV1到CNVn的控制脉冲数。而且，通过利用三相变压器的漏电感分量，可以分配传统上应用的AC电抗器。以这种方式，可以提供电力变换装置，有高效率、低成本和大容量，有承受过载的优良性能。
<第十五实施例>
本实施例中，在第十四实施例的电力变换装置中，以固定脉冲图形操作n个电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn，通过调节相对于AC电源电压Vs的相角φ来控制AC输入电流Is，从而控制加到DC平滑电容器Cd的电压Vd。
由于电压型自整流电力变换器CNV1到CNV2以固定脉冲模式来操作，执行与AC电源电压Vs同步的开关。如果DC电压Vd固定，自整流变换器CNV1到CNVn的AC输出电压Vc1到Vcn的幅值也固定。这一条件下，通过改变相对于电源电压Vs的输出电压Vc1到Vcn的相角φ来改变加到变压器的漏电感部件的电压，故可以此调节输入电流Is。如果以固定脉冲图形控制自整流变换器CNV1到CNVn，可以确定开关模式，使输入电流Is的谐波分量很小，但是，通过以接近变换器功率因数为1执行操作，在电流Is的零点附近执行开关，有可能将构成自整流变换器CNV1到CNVn的自关断元件的中断电流是小电流。
从AC电源供应的有效功率Ps随滞后方向上相对于电源电压Vs的变换器的输出电压Vc1到Vcn增大而增加。反之，如果相角φ在超前方向上增大，有效功率Ps就再生到AC电源。
控制自整流变换器CNV1到CNVn的输入电流Is，使加到DC平滑电容器Cd的电压Vd实际上固定。以这种方式，可以提供电力变换装置，它有大功率因数、高效率、低成本，其中可能再生电力，其中，可以将输入电流的谐波分量很小。
<第十六实施例>
本实施例中，在第十四实施例的电力变换装置中，以与AC电源SUP的频率同步的单脉冲模式来操作n个电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn，通过调节相对于AC电源电压Vs的相角φ来控制它们的AC输入电流Is，从而控制加到DC平滑电容器Cd的电压Vd。
本实施例中，以与第十五实施例的情况相同的方式用固定脉冲图形来操作自整流变换器CNV1到CNVn，但是，将大量脉冲作成单脉冲。当然，如果DC电压Vd固定，自整流变换器CNV1到CNVn的AC侧输出电压Vc1到Vcn的幅值就固定。通过调节相对于电源电压Vs的自整流变换器CNV1到CNVn的AC侧输出电压Vc1到Vcn的总电压的相角φ来控制输入电流Is，但是，为了使φ＝0时Is＝0，必须使电源电压Vs的峰值和变换器输出电压Vc1到Vcn的总电压的基本峰值相同。由于用命令等确定负载侧的DC电压Vd，使三相变压器TR1到TRn的二次侧电压值相匹配，使自整流变换器CNV1到CNVn的AC侧输出电压Vc1到Vcn的基波分量是相同的。
通过以单脉冲操作自整流变换器CNV1到CNVn，可以使开关次数最少，变换器效率进一步提高。而且，AC侧输出电压Vc1到Vcn的基波分量变大，提高了自整流变换器CNV1到CNVn的电压利用率。而且，由于以实际上等于1的变换器功率因数执行操作，只在输入电流Is的零点附近执行一次开关；因此，自关断元件的中断电流在电力运行操作期间或再生操作期间变得极小。结果，可以提供低成本、高效率的电力变换装置。因而它接近没有大电流中断的软开关，因此，EMI噪声小，可以提供环境友好的电力变换装置。
<第十七实施例>
在第八到第十六实施例的电力变换装置中，本发明包括可饱和电抗器，其中，还原电流抑制电抗器La1到Lan饱和。
在自整流电力变换器CNV1到CNVn中，每个臂由自关断元件和反向并联的高速二极管构成，例如，当电流在上臂的自关断元件中流动且该元件截止时，电流移动到下臂的高速二极管。由于高速二极管的正向电压降比功率二极管的要大，该电流逐渐移动到相应于功率二极管整流器REC1到RECn的功率二极管。整流时间与还原电流抑制电抗器La1到Lan的电感值成反比。让La1到Lan是可饱和电抗器，其电感值在其中流动大电流时变小，结果，在高速二极管D1到D6中流动的电流以更快的速度移动到功率二极管PD1到PD6，减小了损耗。
<第十八实施例>
本实施例中，在第八到第十七实施例的电力变换装置中，当n个电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn的AC电源的电压Vs波动时，通过变化加到DC平滑电容器Cd的电压Vd的指令值来执行控制，与电源电压Vs的这一改变相匹配。
当n个电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn以单脉冲或固定脉冲图形操作时，电力变换器CNV1到CNVn的AC侧输出电压Vc的幅值变大，变换器CNV1到CNVn采取滞后功率因数的操作条件，如果电源电压Vs变低，变换器CNV1到CNVn采取超前功率因数。而且，随着功率因数降低，自整流变换器CNV1到CNVn的AC侧输出电压Vc和输入电流Is的相差变大，使构成自整流电力变换器的自关断元件的中断电流变大。因而通过调节加到DC平滑电容器Cd的电压Vd与电源电压Vs的幅值相匹配来执行控制，使|Vs|总等于|Vc|。以这种方式，可以防止电源的功率因数或变换器的功率因数骤降，以防止自关断元件的中断电流增大。
<第十九实施例>
本实施例中，在第八到第十八实施例的电力变换装置中，如下执行用n个电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn对加到DC平滑电容器Cd的电压Vd的控制：
Vd＝k·{Vs2+(ω·Ls·Is)2}
这里，AC电源SUP的角频率是ω，电源电压是Vs，输入电流是Is，AC电抗器的电感值是Ls，比例常数是k。
通过用n个电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn近似调节加到DC平滑电容器Cd的电压Vd，使
Vd＝k· {Vs2+(ω·Ls·Is)2}
可以使输入电流Is的相位与电源电压Vs的相位一致，以实现用电源功率因数＝1来操作。这一效益也可类似地用于再生操作。以这种方式，可以提供电力变换装置，它有承受过载的优良性能和低成本以及大功率因数。
<第二十实施例>
本实施例中，在第八到第十八实施例的电力变换装置中，如下执行用n个电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn对加到DC平滑电容器Cd的电压Vd的控制：
Vd＝k·{Vs2-(ω·Ls·Is)2}
这里，AC电源SUP的角频率是ω，电源电压是Vs，输入电流是Is，AC电抗器的电感值是Ls，比例常数是k。
通过用n个电压型自整流电力变换器CNV1到CNVn近似调节加到DC平滑电容器Cd的电压Vd，使
Vd＝k·{Vs2-(ω·Ls·Is)2}
可以使相对于电源电压Vs的输入电流Is的相角φ实际上与自整流变换器CNV1到CNVn的AC侧输出电压Vc的相角φ一致。即，通过匹配输入电流Is和变换器输出电压Vc的相位，可以实现以变换器功率因数＝1来操作。结果，构成自整流变换器CNV的自关断元件的中断电流可以是小电流，可以减小变换器容量。该效益也以与再生操作中相同的情况应用。以这种方式，可以提供电力变换装置，它有高效率、低成本，有承受过载的优良性能。
下面，描述使用多级输出自整流电力变换器的电力变换装置的实施例。
<第二十一实施例>
图26是说明根据本发明的电力变换装置的主要电路设计的实施例的框图。图26所示的电力变换装置包括：功率二极管整流器REC，其AC端子经AC电抗器Ls连接到三相AC电源SUP的引入端子R、S、T；三三级输出自整流电力变换器MLC，其AC端子经还原电流抑制电抗器La连接到整流器REC，其DC端子连接到整流器REC的DC端子；和平滑电容器电路，包括两个串联的DC平滑电容器Cd1和Cd2，它们的端子都连接到自整流电力变换器MLC的DC端子；负载装置LOAD连接到平滑电容器电路，用作电压源。负载装置LOAD包括例如VVVF逆变器和AC电动机。
功率二极管整流器REC包括：三相桥接的6个功率二极管PD1到PD6；功率二极管PD1到PD3构成阳极臂，功率二极管PD4到PD6构成阴极臂。三级输出自整流电力变换器MLC是中性点钳位型变换器(NPC变换器)，它每个相构成相同。描述R相，阳极臂和阴极臂分别包括：两个串联的高速二极管Du1、Du2和高速二极管Du3、Du4，和与这些高速二极管反向并联的自关断元件Su1、Su2和Su3、Su4。在高速二极管Du1和Du2的连接点以及高速二极管Du3和Du4的连接点之间连接两个串联的钳位高速二极管Du5、Du6，其串联点与DC平滑电容器Cd1、Cd2的串联点(即，DC中性点)连接。下文的描述中，假设DC平滑电容器Cd1、Cd2的电压分别为Vd1、Vd2，Vd1＝Vd2＝Vd/2，即，Vd1+Vd2＝Vd。
NPC变换器中，与两个组结合点亮(ignite)每个相位的自整流元件Su1到Su4。即，当自关断元件Su1、Su2导通时，在R相的输出端子产生电压Vr＝+Vd/2；当自关断元件Su2、Su3导通时，在DC中性点钳位电平，产生Vcr＝0。而且，当自关断元件Su3、Su4导通时，输出电压Vcr＝-Vd/2。因此，可以获得三级电压输出：+Vd/2、0、-Vd/2。
自关断元件Su1和Su3相互执行相反的导通/截止操作：当元件Su1导通时，元件Su3截止，当元件Su3导通时，元件Su1截止。类似地，自关断元件Su2和Su4相互执行相反的导通/截止操作：当元件Su2导通时，元件Su4截止，当元件Su4导通时，元件Su2截止。另外，可以考虑自关断元件Su1和Su4导通且元件Su2和Su3截止的模式；然而，这种情况下，DC总电压Vd会加到元件Su2或Su3上，会导致该元件击穿，因而该模式是禁止的。
当元件Su2和Su3导通时，钳位二极管Du5、Du6钳位DC中性点电位“0”的输出电压Vcr。当输入电流Ir以图中箭头的方向从电源侧流向电力变换装置侧时，电流Ir沿图中路径R Ls La Su3 Du6中性点流动。当输入电流Ir以箭头相反的方向流动时，电流Ir沿路径中性点O Du5 Su2 La Ls R流动。
本实施例特有的特征在于功率二极管整流器REC与NPC变换器MLC并联。即，NPC变换器MLC的AC端子和功率二极管整流器REC经还原电流抑制电抗器La连接。
当三级输出自整流电力变换器MLC的自关断元件执行导通操作时，还原电流抑制电抗器La有抑制过度还原电流流入功率二极管整流器的功能。通常，设计成几十μH的电感值；这样，比AC电抗器Ls的幅度小两个等接级。而且，通过用还原电流抑制电抗器La作可饱和电抗器，可以缩短从高速二极管Du1到Du6整流到功率二极管PD1到PD6所要求的时间，因而减小了相应的量。
例如，当R相电流Ir以箭头的方向流动时，如果自关断元件Su3、Su4是截止的(Su1和Su2导通)，电流Ir流经功率二极管PD1。如果这种情况下，元件Su1是截止的而Su3是导通的，输入电流Ir就移动到Ls La Su3 Du6，但是，由于累积载流子(accumulated carrier)仍在功率二极管PD1中，二极管PD1不能立即截止，所以DC平滑电容器Cd1的电压Vd1被路径Cd1(+)PD1 La Su3Du6 Cd1(-)短路。然后所流的电流是还原电流。如果还原电流抑制电抗器La缺失，可以流过过短路电流，破坏了构件(自关断元件和二极管)。
然后，当元件Su3再截止且元件Su1再导通时，输入电流Ir最先流经路径上的高速二极管Du1、Du2，该路径为：Ls La Du2 Du1(+)。由于高速二极管Du1、Du2的正向电压降VFD比功率二极管PD1的正向电压降VFPD大，该电流逐渐移动到功率二极管PD1。从高速二极管Du1、Du2整流到功率二极管PD1所要求的时间取决于上述的正向电压降的差电压(VFD-VFPD)和还原电流抑制电抗器La的电感值。通过用固定脉冲图形(单脉冲、3脉冲或5脉冲等)来操作三级输出自整流电力变换器(NPC变换器)，可以延长电流在功率二极管中流动的时间，也可以缩短电流在高速二极管中流动的时间。结果，可以配置成电流以较小的正向电压降在电路中流动，从而提高了变换装置的效率。也以相同方式应用于其它模式。
图27显示了控制与图26中电力变换装置有关的NPC变换器MLC的自关断元件的控制装置。该控制装置包括：比较器C1，C3、加法器C2和电压控制补偿电路Gv(S)、电流控制补偿电路Gi(S)、前馈补偿器FF、坐标变换电路A、电源同步相检测电路PLL和相控制电路PHC。用比较器C1，将相应于加到DC平滑电容器Cd1、Cd2的电压Vd1和Vd2之和的电压Vd(＝Vd1+Vd2)与电压指令值Vd*进行比较。用电压控制补偿电路Gv(S)将其偏差εV(＝Vd*-Vd)积分或成比例放大，其输出值作为未补偿DC电流指导被输入到加法器C2的第一输入端子。另外，检测负载LOAD消耗的DC电流Idc并经前馈补偿器FF输入到加法器C2的第二输入端子。加法器C2的输出Iq*是从电源SUP供应的有效电流的指令值。坐标变换器A将检测到的从电源SUP供应到电力变换器的三相输入电流Ir，Is，It的值变换为dq坐标轴(DC量)。坐标变换获得的q轴电流Iq表达检测到的有效电流的值，d轴电流Id表达检测到的无功电流的值。
通过用比较器C3比较有效电流指令值Iq*和有效电流检测值Iq并用电流控制补偿电路Gi(S)放大偏差值εi(＝Iq*-Iq)，获得相角指令值φ*。电源同步相检测电路PLL产生与三相AC电源电压Vr、Vs和Vt同步的相位信号θr、θs、θt并将它们输入到相控制电路PHC。相控制电路PHC为NPC变换器MLC的U相自关断元件Su1到Su4产生选通信号gu1到gu4，并用相角指令值φ*和每个相的相位信号θr、θs、θt为S相自关断元件Sv1到Sv4产生选通信号gv1到gv4和为T相自关断元件Sw1到Sw4产生选通信号gw1到gw4。在NPC变换器MLC中，通过用选通信号g1到g4、gv1到gv4和gw1到gw4，以固定脉冲图形(单脉冲、3脉冲、5脉冲等)控制相对于电源电压的相角φ来控制输入电流Ir、Is和It。
图28说明了电压/电流向量图，解释了根据本发明的装置的控制作用。图中，Vs是电源电压，Vc是NPC变换器的AC输出电压，Is是输入电流，jωLs·Is是AC电抗器Ls产生的电压降的量(电抗器Ls的电阻很小可忽略)。保持向量关系Vs＝Vc+jωLs·Is。
电源电压Vs的峰值和NPC变换器MLC的AC输出电压Vc的基本峰值匹配，实际上一致。DC电压Vd常由来自负载侧的命令来确定；如果确定了脉冲图形，就确定了AC输出电压Vc的基本峰值。因此，通过在电源侧配置变压器和将该二次电压作为Vs来匹配峰值。
可以通过相对于电源电压Vs调节NPC变换器的AC输出电压Vc的相角φ来控制输入电流Is。具体地说，如果相角φ＝0，加到AC电抗器Ls的电压jωLs·Is就变为0，输入电流Is也变为0。如果相角φ(滞后)增大，电压jωLs·Is增大，输入电流Is也与该值成正比增大。输入电流向量Is以90度滞后于电压jωLs·Is，是以φ/2滞后于电源电压Vs的向量。因而从电源侧看输入功率因数是cos(φ/2)。
另一方面，如果NPC变换器的AC输出电压在增大相角φ的方向增大为图28中的Vc’，加到AC电抗器Ls的电压jωLs·Is就变为负值，得到相对于输入电流为Is’的电源电压Vs的相角(π-φ/2)。即，功率Ps＝VS·Is变为负值，就有可能将能量再生到电源。当AC输出电压Vc沿图中的虚线以Vc’的方向移动时，用电源电压Vs作为标准，输入电流Is沿虚线在Is’的方向上改变。
图27中，如下控制有效电流Iq。
当Iq*＞Iq时，电流控制补偿电路Gi(S)的输出φ*增大，使输入电流Is增大。由于输入功率因数1，所以有效电流Iq增大，并迅速位于Iq*＝Iq。反之，如果Iq*＜Iq，电流控制补偿电路Gi(S)的输出φ*就减小或变为负值，使输入电流Is减小。由于输入功率因数1，所以有效电流Iq减小，直到同样位于Iq*＝Iq。
而且，如下控制DC平滑电容器Cd1、Cd2的电压Vd＝Vd1+Vd2。
当Vd*＞Vd时，电压控制补偿电路Gv(S)输出侧的加法器C2的输出Iq*增大，并如上控制到Iq*＝Iq，所以从AC电源SUP将有效功率Ps供应给DC平滑电容器Cd1、Cd2。结果，DC电压Vd增大，被控制为Vd*＝Vd。
反之，当Vd*＜Vd时，加法器C2的输出Iq*减小，或变为负值，使有效功率Ps在AC电源SUP侧从DC平滑电容器Cd1、Cd2再生。结果，执行控制，从而减小DC电压Vd直到Vd*＝Vd。
图26和27的装置中，检测负载LOAD通过的DC电流Idc，用前馈补偿器FF计算补偿量IqFF＝k1·Idc以便供应与它匹配的有效电流，将该补偿量输入到加法器C2。以这种方式，如果负载中有突变，就供应与它匹配的输入电流(有效电流)Iq，抑制DC平滑电容器Cd1、Cd2所加电压Vd的波动。
<第二十二实施例>
本实施例中，在图26的电力变换装置中，还原电流抑制电抗器La由可饱和电抗器构成。
NPC变换器MLC的R相臂(phase arm)包括：自关断元件Su1到Su4，与其反向并联的高速二极管Du1到Du4和钳位二极管Du5到Du6。例如，当电流在中间两个臂的自关断元件Su2、Su3中流动时，如果输入电流Ir以箭头方向流动，电流沿路径Ls La Su3 Du6流动。如果这一条件下，元件Su3截止(元件Su1导通)，由于还原电流抑制电抗器La的作用，电流最先移动到高速二极管Du2、Du1。然后，由于高速二极管的电压降VFD比功率二极管PD1的正向电压降VFPD大，该电流逐渐移动到功率二极管PD1。整流时间与还原电流抑制电抗器La的电感值成反比。使电抗器La是可饱和电抗器，它流过大电流时的电感值减小，使高速二极管中流动电流更快速的移动到功率二极管PD1到PD6，以减小变换器的损耗。
<第二十三实施例>
图29显示了图27中相控制电路PHC的实施例。图29中，AD1到AD3表示分别为每个相提供的加法器，类似地，PTN1到PTN3表示分别为每个相提供的脉冲图形发生器。加法器AD1到AD3从相位信号θr、θs、θt减去相角指令值φ*，以产生新的相位信号θcr、θcs、θct。这些新的相位信号θcr、θcs、θct是0到2π的周期函数，与电源频率同步改变。脉冲图形发生器PTN1到PTN3为用于新相位信号θcr、θcs、θct的每个相产生选通信号gu1到gu4、gv1到gv4、gw1到gw4，以便产生固定脉冲图形。
以R相为例，脉冲图形发生器PTN1到PTN3的脉冲图形发生器PTN1存储相对于相位信号θcr的R相元件Su1到Su4的脉冲图形作为表函数；图30显示了单脉冲期间的波形。图30中，Vr表示R相电源电压，θr表示与电源电压Vr同步的相位信号；它是在0和2π之间改变的周期函数。相位信号θcr＝θr-φ*是在0和2π之间改变的周期函数，用以相角φ*滞后于相位信号θr的信号给出。具体地说，对于输入θcr，如下输出选通信号gu1到gu4。
在以下范围中0≤θcr＜θ1，gu1＝0，gu2＝1，gu3＝1，gu4＝0(Su2、Su3导通，Su1、Su4截止)Vcr＝0
在以下范围中θ1≤θcr＜θ2，gu1＝1，gu2＝1，gu3＝0，gu4＝0(Su1、Su2导通，Su3、Su4截止)Vcr＝+Vd/2
在以下范围中θ2≤θcr＜θ3，gu1＝0，gu2＝1，gu3＝1，gu4＝0(Su2、Su3导通，Su1、Su4截止)Vcr＝0
在以下范围中θ3≤θcr＜θ4，gu1＝0，gu2＝0，gu3＝1，gu4＝1(Su1、Su2截止，Su3、Su4导通)Vcr＝-Vd/2
在以下范围中θ4≤θcr＜2π，gu1＝0，gu2＝1，gu3＝1，gu4＝0(Su2、Su3导通，Su1、Su4截止)Vcr＝0
在该方法中，可得到三级输出电压。
如果图形固定，如果DC电压Vd固定，AC输出电压Vcr的幅值就固定。AC输出电压Vcr的基波Vcr*的相位以相角φ滞后于电源电压Vr。同时，以上表示R相位信号，以相同方式应用S相和T相。
图31显示了在用图30的脉冲图形操作NPC变换器MLC的情况下R相中不同部分的操作波形。为了描述方便，输入电流Ir显示为正弦波，不显示波动部分。图31显示了电力运行操作期间的操作波形；变换器的AC输出电压Vcr的基波相位以相角φ滞后于电源电压Vr。而且，输入电流Ir以相角(φ/2)滞后于电源电压Vr。Isu1到Isu4表示R相自关断元件Su1到Su4的电流；IDu1到IDu4表示高速二极管Du1到Du4的电流；IPD1、IPD4分别表示功率二极管PD1、PD4的电流。下面用图26描述它们在这点的操作。
电流流经功率二极管PD4，直到输入电流Ir由负变正。当电流Ir的方向从该条件变为正向时，元件Su3和Su4为导通条件，所以输入电流Ir变成能流经还原电流抑制电抗器La和元件Su3和Su4。下面，当元件Su4截止且元件Su2导通时，输入电流Ir沿路径Ls La Su3 Du6 O来流动。而且，当在相角θ1元件Su3截止且Su1导通时，由于还原电流抑制电抗器La的作用，电流Ir最先流经高速二极管Du2、Du1。功率二极管PD1的正向电压降VFPD比高速二极管Du1、Du2的正向电压降VFD低，所以，由于该电压差，在还原电流抑制电抗器La中流动的电流逐渐变小，所以输入电流Ir从高速二极管Du2、Du1移动到功率二极管PD1。整流时间与还原电流抑制电抗器La的电感值成反比。使电抗器La是可饱和电抗器，其中流动大电流时的电感值减小，使高速二极管Du2、Du1中流动的电流更快地移动到功率二极管PD1，减小了损耗。该电流在功率二极管PD1中流动，直到输入电流Ir的极性再次反向。反向输入电流Ir之后，在元件Su1、Su2和高速二极管Du3、Du4、Du5和功率二极管PD4之间执行与上述相同的操作。
这样，用本实施例，由于电力运行操作期间输入电流Ir的主要部分在功率二极管PD1、PD4中流动，损耗小，可以提供有承受过载的高性能的电力变换装置。
如果输入电流的峰值是Ism，NPC变换器MLC的自关断元件Su1到Su4可以中断的最大电流Imax为
Imax＝Ism X sin(φ/2+δ)
如果例如φ＝20°，δ＝θ1＝10°
Imax＝0.342 X Ism
它的意义是可以应用对于中断电流有小容量的自关断元件，可以提供低成本的电力变换装置。
图32显示了再生操作期间的操作波形。Isu1到Isu4表示R相的自关断元件Su1到Su4的电流；IDu1到IDu6表示高速二极管Du1到Du6的电流；IPD1、IPD4分别表示功率二极管PD1、PD4的电流波形。变换器的AC输出电压Vcr的基波以相角φ引导电源电压Vr。而且，输入电流Ir以相角(φ/2)引导电源电压的反相值-Vr。
当输入电流Ir为负且元件Su1、Su2导通(元件Su3、Su4截止)时，输入电流Ir流经元件Su1、Su2和还原电流抑制电抗器La。然后，当元件Su1截止且元件Su3截止时，电流Ir沿路径Du5 Su2 La Ls流动。而且，当元件Su2截止且元件Su4导通时，通过还原电流抑制电抗器La的作用，电流Ir最先流经高速二极管Du4和Du3。功率二极管PD4的正向降电压VFPD比高速二极管Du4、Du3的正向降电压VFD低，所以，由于该电压差，在还原电流抑制电抗器La中流动的电流逐渐变小，所以输入电流Ir从高速二极管Du4、Du3移动到功率二极管PD4。在再生操作期间，功率二极管中流动的电流很小。
当输入电流Ir反向为正时，电流在元件Su3和Su4中流动，元件Su4以与上述相同的方式截止，因而电流Ir流经路径Ls La Su3 Du5 O，而且当元件Su3截止时，电流最先移动到高速二极管Du2、Du1，电流最后移动到功率二极管PD1。这也同样应用于S相和T相。
再生操作期间，如果输入电流的峰值为Ism，自关断元件Su1到Su4可以中断的最大电流Imax为
Imax＝Ism X sin(φ/2+δ)
如果例如φ＝0°，δ＝10°
Imax＝0.342 X Ism
这样，再生操作期间大部分输入电流Ir在自关断元件Su1到Su4中流动，但是，可以使元件Su1到Su4的中断电流是小电流，可以提供低成本的电力变换装置。
在电气铁路的情况下，电源从一个变电站影响多个交通工具，所以电力运行操作期间的负载通常很大，再生电力小。例如，要求电力运行操作的情况下过载承受能力为额定输出的300％，但是，通常，100％的再生电力就令人满意了。本电力变换装置可以应用在电力运行操作期间要求大过载承受能力的情况下。
图33显示了从电力运行操作移动到再生操作时的过渡操作波形；电力变换器的AC输出电压Vcr的相角φ相对于电源电压Vr在滞后相位和0之间改变。这一条件下，NPC变换器的AC输出电压Vcr的基波以相角(φ/2)引导电流Ir。
当输入电流Ir为正，当自关断元件Su1截止且元件Su3导通时，进入功率二极管PD1的输入电流Ir沿路径Ls La Su3 Du6 O流动。在这一点，累积载流子不从功率二极管PD1消散(dissipate)，所以二极管PD1为导电条件，所以DC平滑电容器Cd1的电压Vd1被路径Cd1(+)PD1 La Su3 Du6 Cd1(-)短路。然后在二极管PD1中以相反方向流动的电流IPD1re是还原电流。还原电流抑制电抗器La抑制在功率二极管PD1中流动的还原电流IPD1re。如果还原电流抑制电抗器La缺失，就可在功率二极管PD1中流动过度的还原电流，这不仅增大了损耗而且可以破坏二极管和/或自关断元件。当输入电流Ir为负、自关断元件Su4截止和元件Su2导通时也这样应用，使在功率二极管PD4中流动的输入电流Ir整流到元件Su2、Du5。
通过以单脉冲操作NPC变换器MLC，可以使开关次数最少，并进一步提高变换器效率。而且，AC输出电压Vc的基波分量变大，进一步提高了NPC变换器MLC的电压利用率。而且，由于以实践中为1的变换器功率因数来执行操作，只在输入电流Is的零点附近执行一次开关；这样，自关断元件的中断电流在电力运行操作和再生操作的期间都变得极小。结果可以提供低成本高效率的电力变换装置。因而，可以不发生大的电流中断而近于软开关。这样EMI噪声小，可以提供环境友好的电力变换装置。
<第二十四实施例>
图34显示了用脉冲图形发生器PTN1以NPC变换器获得3脉冲输出时的操作波形；描绘了R相。图中，Vr是R相电源电压，θr是于电源电压Vr同步的相位信号，它是在0和2π之间变化的周期函数。新的相位信号θcr＝θr-φ*是在0和2π之间改变的周期函数且用以相角φ*滞后于相位信号θr的信号来提供。而且，R相元件Su1到Su4相对于相位信号θcr的脉冲图形为：
在以下范围中0≤θcr＜θ1，gu1＝0，gu2＝1，gu3＝1，gu4＝0(Su2、Su3导通，Su1、Su4截止)Vcr＝0
在以下范围中θ1≤θcr＜θ2，gu1＝1，gu2＝1，gu3＝0，gu4＝0(Su1、Su2导通，Su3、Su4截止)Vcr＝+Vd/2
在以下范围中θ2≤θcr＜θ3，gu1＝0，gu2＝1，gu3＝1，gu4＝0(Su2、Su3导通，Su1、Su4截止)Vcr＝0
在以下范围中θ3≤θcr＜θ4，gu1＝1，gu2＝1，gu3＝0，gu4＝0(Su1、Su2导通，Su3、Su4截止)Vcr＝+Vd/2
在以下范围中θ4≤θcr＜θ5，gu1＝0，gu2＝1，gu3＝1，gu4＝0(Su2、Su3导通，Su1、Su4截止)Vcr＝0
在以下范围中θ5≤θcr＜θ6，gu1＝1，gu2＝1，gu3＝0，gu4＝0(Su1、Su2导通，Su3、Su4截止)Vcr＝+Vd/2
在以下范围中θ6≤θcr＜θ7，gu1＝0，gu2＝1，gu3＝1，gu4＝0(Su2、Su3导通，Su1、Su4截止)Vcr＝0
在以下范围中θ7≤θcr＜θ8，gu1＝0，gu2＝0，gu3＝1，gu4＝1(Su3、Su4导通，Su1、Su2截止)Vcr＝-Vd/2
在以下范围中θ8≤θcr＜θ9，gu1＝0，gu2＝1，gu3＝1，gu4＝0(Su2、Su3导通，Su1、Su4截止)Vcr＝0
在以下范围中θ9≤θcr＜θ10，gu1＝0，gu2＝0，gu3＝1，gu4＝1(Su3、Su4导通，Su1、Su2截止)Vcr＝-Vd/2
在以下范围中θ10≤θcr＜θ11，gu1＝0，gu2＝1，gu3＝1，gu4＝0(Su2、Su3导通，Su1、Su4截止)Vcr＝0
在以下范围中θ11≤θcr＜θ12，gu1＝0，gu2＝0，gu3＝1，gu4＝1(Su3、Su4导通，Su1、Su2截止)Vcr＝-Vd/2
在以下范围中θ12≤θcr＜2π，gu1＝0，gu2＝1，gu3＝1，gu4＝0(Su2、Su3导通，Su1、Su4截止)Vcr＝0
以这种方式，获得三级输出电压。
输出电压Vcr的基波Vcr*的相位以相角φ滞后于电源电压Vr。以相同方式供应S相和T相。也是在该情况下，如果脉冲图形固定且DC电压Vd固定，NPC变换器MLC的AC输出电压的基本峰值就固定。
图35显示了在以图34的脉冲图形来操作NPC变换器MLC的情况下R相的不同部分的操作波形。为了描述方便，输入电流Ir显示为正弦波，不显示波动部分。图35显示了电力运行操作期间的操作波形；变换器的AC输出电压Vcr的基波相位以相角φ滞后于电源电压Vs。而且，输入电流Is以相角(φ/2)滞后于电源电压Vs。Isu1到Isu4表示R相的自关断元件Su1到Su4的电流；Idu1到Idu4表示高速二极管Du1到Du6的电流；IPD1、IPD4分别表示功率二极管PD1、PD4的电流。下面描述它们在该点的操作。
电流流经功率二极管PD4，直到输入电流Ir由负变正。当电流Ir的方向从该条件变为正值时，元件Su3和Su4是导通条件，所以电流Isu3、Isu4流过。然后，当元件Su4截止且元件Su2导通时，输入电流Ir沿路径Ls La Su3 Du6流动。而且，当元件Su3截止且元件Su1导通时，由于还原电流抑制电抗器La的作用，电流Ir最先流经高速二极管Du2、Dul。功率二极管PD1的正向降电压VFPD比高速二极管Du1、Du2的正向降电压VFD低，所以，由于该电压差(电位差)，还原电流抑制电抗器La中流动的电流逐渐减小，所以输入电流Ir从高速二极管Du2、Du1移动到功率二极管PDl。整流时间与还原电流抑制电抗器La的电感值成反比。使电抗器La是可饱和电抗器，其中流过大电流时的电感值减小，使高速二极管中流动的电流更快地移动到功率二极管，所以减小了损耗。
当元件Su1再次截止且元件Su3导通时，输入电流Ir流经路径Ls La Su3Du6，功率二极管PD1和高速二极管Du2、Du1的电流变为0。而且，在图34的相位θ3，当元件Su3截止时，以与上述相同的方式，电流最先在高速二极管Du2、Du1中流动，然后电流移动到功率二极管PD1，该电流在功率二极管PD1中流动直到输入电流Ir再次反向。
输入电流Ir反向后，在元件Su1、Su2和高速二极管Du3、Du4、Du5和功率二极管PD4之间执行与上述相同的操作。
图34显示了采取3脉冲脉冲图形的情况。如果输入电流的峰值为Ism，自关断元件Su1到Su4可以中断的最大电流Imax为
Imax＝Ism X sin(φ/2+δ)
在图34的图形的情况下，δ＝θ3。如果以φ＝20°，θ3＝20°为例，
Imax＝0.5 X Ism
增加脉冲数，可以减小输入电流Ir的谐波分量且电流波动减少，但是，另一方面，缺点是自关断元件的中断电流的最大值Imax增大。如下所述，希望通过应用多功率变换器等，减小输入电流谐波并以尽可能低的数量的脉冲执行操作。
如果以固定脉冲图形控制NPC变换器MLC，可以确定开关模式以便输入电流Is的谐波分量最小，但是由于如上所述的那样，以近似1的变换器功率因数执行操作，在电流Is的零点附近执行开关，可以保持小的自关断元件(构成NPC变换器MLC)的中断电流。
这样，用本发明的电力变换装置，电力运行期间大部分电流流经功率二极管PD1、PD4(导通电压小)；因此，在高速二极管Du1到Du6中流动的电流很小，可以实现高效的变换装置。而且，可以使自关断元件Su1到Su4的中断电流是小电流，可以实现整个装置成本可观地减少。
<第二十五实施例>
图36显示了本发明的电力变换装置的控制装置的另一实施例。本实施例中，通过计算电路CAL，图27中控制装置的电压指令值Vd*按照电源电压的峰值Vsm或输入电流的峰值Ism改变。在一个实施例中，计算电路CAL供应与电源电压峰值Vsm成正比的DC电压指令值Vd*。
图36的控制装置包括：计算电路CAL、比较器C1，C3、加法器C2、电压控制补偿电路Gv(S)、电流控制补偿电路Gi(S)、前馈补偿器FF、坐标变换电路A、电源同步相检电路PLL和相控制电路PHC。
图37A、37B和37C显示了电源电压Vs的幅值随控制为恒定的DC电压Vd而波动时AC电源侧的电压/电流向量图。Vs＝Vc时，相角φ＝0，输入电流Is为0。反之，如果Vs＜Vc，超前电流在φ＝0时流动。相反，当Vs＞Vc时，滞后电流在φ＝0时流动。当电源电压Vs波动时，通过调节DC电压Vd与之匹配，变换器输出电压Vc的基波的峰值总可以与电源电压Vs的峰值相匹配。以这种方式，可以防止当相角φ＝0时从电源提取没有效果的无功电流。
<第二十六实施例>
图36的控制装置中，假设计算电路CAL供应DC电压指令值Vd*：
Vd*＝k·{Vsm2+(ωLs·Ism)2}
这里，Vsm是电源电压峰值，ω是电源角频率，Ls是AC电抗器Ls的电感值，Ism是输入电流Is的峰值。
该控制系统中，DC电压指令值Vd*不仅随电源电压Vs的幅度改变，而且Vd*也以与输入电流峰值Ism相关的方式来调节。
图38显示了这点AC侧电压/电流向量图；变换器输出电压保持如下关系：
Vc＝{Vs2+(ωLs·Is)2}
结果，电源电压向量Vs和AC电抗器Ls所加的电压(＝jωLs·Is)总保持正交关系，输入电流Is与电源电压Vs同相(或反相)，输入功率因数＝1。
图39显示了DC电压指令值Vd*相对于输入电流峰值Ism的关系，可见DC电压指令值Vd*随电流Ism增大而增高。
<第二十七实施例>
图36的控制电路中，假设计算电路CAL供应DC电压指令值Vd*：
Vd*＝k·{Vsm2-(ωLs·Ism)2}
这里，Vsm是电源电压峰值，ω是电源角频率，Ls是AC电抗器的电感值，Ism是输入电流的峰值。
该控制系统中，DC电压指令值Vd*不仅随电源电压Vs的幅度改变，而且Vd*也以与输入电流峰值Ism相关的方式来调节。
图40显示了这点AC侧电压/电流向量图；变换器输出电压保持如下关系：
Vc＝{Vs2-(ωLs·Is)2}
结果，变换器输出电压向量Vc和AC电抗器Ls所加的电压(＝jωLs·Is)总保持正交关系，输入电流Is与变换器输出电压Vc同相(或反相)，输入功率因数＝1。
图41显示了DC电压指令值Vd*相对于输入电流峰值Ism的关系，可见DC电压指令值Vd*随电流Ism增大而减小。
图42显示了以单脉冲模式用变换器功率因数等于1来操作时的操作波形。显示为R相，为了描述方便，输入电流Ir描绘为正弦波，波动部分省略。图中，Isu1到Isu4表示R相的自关断元件S1、S4的电流；Idu1到Idu6表示高速二极管Du1到Du6的电流；IPD1、IPD4分别表示功率二极管PD1、PD4的电流波形。
图42显示了电力运行操作期间的波形，变换器的AC输出电压Vcr的基波以相角φ滞后于电源电压Vs。输入电流Ir与变换器的AC输出电压Vcr同相且以相角φ滞后于电源电压Vr。
如果输入电流Ir的峰值为Ism，如果φ＝0°，自关断元件Su1到Su4可以中断的最大电流Imax为：
Imax＝Ism X sin(δ)
用单脉冲图形，δ＝θ1。如果以θ1＝10°为例，
Imax＝0.1736X Ism
这也同样应用于再生操作的情况。即，以变换器功率因数＝1来操作，构成NPC变换器的自关断元件的中断电流可以很小，这样就可能大大减少变换器的成本。
<第二十八实施例>
图43显示了本发明电力变换装置的另一实施例。本实施例中，提供了均由功率二极管整流器REC和多级输出自整流电力变换器MLC的组合构成的两个电力变换装置，布置成：利用提供有相互相差30°的电压的两组二次绕组的三相变压器TR，执行在电力变换装置AC侧并行多重操作(parallel multipleoperation)及并联作用于DC侧。分别添加1或2作为下标来表示图26中描述的二极管整流器REC、多级输出自整流电力变换器MLC、AC电抗器Ls和还原电流抑制电抗器La是属于第一还是第二组。放在AC电源端子R、S、T和AC电抗器LS1、LS2之间的变压器TR包括两组二次绕组，这些二次绕组中的一组为三角连接(Δ连接)而另一二次绕组是星形连接(Y形连接)，在它们二者的输出电压之间设30°的相差。变压器TR的一个二次绕组供应第一组电力变换装置，另一二次绕组供应第二组电力变换装置。两个电力变换器MLC1、MLC2都并联在DC侧，它们的DC端子与公用DC平滑电容器Cd1、Cd2和负载装置LOAD连接。负载装置LOAD表示逆变器INV和AC电动机M。
图44显示了用于控制图44的电力变换装置的控制装置的实施例，它为两组所公用，直到产生有效电流指令值Iq*的点，该点之后，它分为两组。如图27中的情况，添加下标记号1或2来区分每组的结构元件中用于第一组和第二组的元件。最后，第一组控制装置为第一电力变换器MLC1的自关断元件输出选通信号gu11到gu14、gv11到gv14和gw11到gw14，而第二组控制装置为第二电力变换器MLC2的自关断元件输出选通信号gu21到gu24、gv21到gv24和gw24到gw24。
检测DC平滑电容器Cd1、Cd2的电压Vd1和Vd2，将其总电压Vd(＝Vd1+Vd2)输入比较器Cl。比较器C1比较电压指令值Vd*和电压检测值Vd，用电压控制补偿电路Gv(S)将其偏差εV积分或成比例放大，其输出值被输入到加法器C2的第一输入端子。另外，检测负载LOAD消耗的DC电流Idc并经前馈补偿器FF输入到加法器C2的第二输入端子。加法器C2的输出Iq*是从电源SUP供应的电流的公用指令值。参考图27描述对每一组接下来的信号处理。
虽然单独控制两组电力变换装置的例如R相的输入电流(变压器TR的二次电流)Ir1和Ir2，由于它们两个的指令值Iq*相同，实际上以相同的值来控制。结果，变压器TR的一次电流的谐波相互抵消，所以可以实现以小的波动来操作。如果并行多重操作是用三组或三组以上的电力变换装置的组合来执行的，变压器TR的一次电流波动可进一步减小。
用本装置，可以实现变换装置的容量增加和从AC电源供应的输入电流Is的谐波分量减小，以这种方式，可以提供大容量电力变换装置，它高效率而低成本，且有承受过载的优良性能，能再生电力。
上文描述了三级输出电力变换器(NPC变换器)作为多级输出变换器的实例；然而，当然可以与上述相同的方式来实现四级或四级以上输出电力变换器的组合。
图45说明了构成四级输出自整流电力变换器和功率二极管整流器组合的电力变换装置的实施例。说明了单相(R相)。该图中，R是AC电源的R相输入端子，Ls是AC电抗器，La是还原电流抑制电抗器，REC(R相)是功率二极管整流器(包括功率二极管PD1和PD4)和MLC(R相)是四级输出自整流变换器。该四级输出自整流变换器MLC(R相)包括自关断元件Su1到Su6、反向并联的高速二级管Du1到Du6、钳位高速二极管Du7到Du10和三个串联的DC平滑电容器Cd1到Cd3。负载LOAD与DC平滑电容器Cd1到Cd3的两个端子都连接。变换器的阳极臂和阴极臂分别包括三个元件；钳位二极管Du7、Du8串联在元件Su1、Su2的连接点和元件Su4、Su5的连接点之间，钳位二极管Du9和Du10串联在元件Su2、Su3的连接点和元件Su5、Su6的连接点之间。钳位二极管Du7、Du8的连接点和DC平滑电容器Cd1、Cd2的连接点相连接，钳位二极管Du9、Du10的连接点和DC平滑电容器Cd2、Cd3的连接点相连接。
如下操作四级输出自整流变换器MLC(R相)。更详细地讲，假设加到DC平滑电容器Cd1到Cd3的各个电压是Vd1到Vd3，关于总电压Vd＝Vd1+Vd2+Vd3，保持Vd1＝Vd2＝Vd3＝Vd/3。
每种情况下使自关断元件Su1到Su6中的3个导电。具体地说，当元件Su1到Su3导通时，变换器的AC侧输出电压相对于虚拟中点电位为Vcr＝+(1/2)Vd；当元件Su2到Su4导通时，变换器的AC侧输出电压为Vcr＝+(1/6)Vd；当元件Su3到Su5导通时，变换器的AC侧输出电压为Vcr＝-(1/6)Vd；当元件Su4到Su6导通时，变换器的AC侧输出电压为Vcr＝-(1/2)Vd。以这种方式，获得四级输出电压Vcr。
当输入电流Ir以图中箭头的方向流动时，例如当元件Su2到Su4导通时，电流Ir流经路径Ls La Su4 Du8。当在该点元件Su4截止且Su1导通时，由于还原电流抑制电抗器La的作用，电流最先流经高速二极管Du3 Du2 Du1。然而，由于功率二极管PD1的正向电压降VPDF比高速二极管的正向电压降VFD小时，由于该电压差，电流Ir移动到功率二极管PD1。如果，从这一条件下，元件Su1截止且元件Su4导通，电流Ir流经路径R Ls La Su4 Du8。而且，当从这一条件下，元件Su2截止且元件Su5导通，电流Ir流经路径R Ls La Su4 Su5 Du10。在该点，电流不能流入功率二极管。当从这一条件下，元件Su3截止且元件Su6导通，电流Ir流经路径R Ls La Su4 Su5 Su6。
类似地，当输入电流Ir以图中箭头相反的方向流动时，例如当元件Su3到Su5导通时，电流Ir流经路径Du9 Su3 La Ls R。当在该点，元件Su3截止且元件Su6导通时，由于还原电流抑制电抗器La的作用，电流Ir最先流经高速二极管Du6 Du5 Du4 La，但是由于功率二极管PD1的正向电压降VPDF小于高速二极管Du6、Du5和Du4的正向电压降VFD时，由于该电压差，电流Ir移动到功率二极管PD4，如果从这一条件下，元件Su6截止且元件Su3导通，电流Ir再次流经路径Du9 Su3 La Ls R。而且，当从这一条件下，元件Su5截止且元件SU2导通，电流Ir流经路径Du7 Su2 Su3 La Ls R。在这一点，电流不能流入功率二极管。当从这一条件下，元件Su4截止且元件Su1导通，电流Ir流经路径Su1 Su2 Su3 La Ls R。
通过增加自整流电力变换器MLC的输出级数，输入电流的谐波可以减小为有较少的脉冲数。而且，由于构成多级输出自整流电力变换器MLC的自关断元件的电流中断容量(current interruption capacity)可以较小，可以提供更经济的电力变换装置。而且，由于在电力运行操作期间大部分电流流经功率二极管，可以提供高效率和承受过载性能优良的电力变换装置。
<第二十九实施例>
本实施例中，在第二十八实施例的电力变换装置中，以固定脉冲图形操作n个多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn，通过调节相对于AC电源电压Vs的相角φ来控制AC输入电流Is，从而控制DC平滑电容器Cd1到Cd3的电压Vd。以固定脉冲图形来操作多级输出自整流电力变换器MLC1到MCLn，与AC电源电压Vs同步执行开关。如果DC电压Vd固定，多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn的AC输出电压Vc1到Vcn的幅值就恒定。这一条件下，可以通过改变加到AC电抗器Ls1到Lsn的电压来调节输入电流Is，通过改变输出电压Vc1到Vcn相对于电源电压Vs的相角φ来改变加到AC电抗器Ls1到Lsn上的电压来调节输入电流Is。通过增大滞后方向上变换器的输出电压Vc1到Vcn相对于电源电压Vs的相角φ来增加从AC电源供应的有效功率Ps。反之，如果相角φ在超前方向上增大，有效功率Ps就再生到AC电源。
如果以固定脉冲图形来控制多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn，可以确定开关模式以便使输入电流Is的谐波分量最小，但是由于变换器功率因数接近1，在电流Is的零点附近执行开关，所以构成多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn的自关断元件的中断电流可以是小电流。以这种方式，输入电流Is的谐波分量可以是小的，提供了低成本、高功率因数和高效率并能再生电力的电力变换装置。
<第三十实施例>
本实施例中，在第二十八实施例的电力变换装置中，以与AC电源SUP的频率同步的单脉冲模式操作n个多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn，通过调节相对于AC电源电压Vs的相角φ来控制AC输入电流Is，从而控制DC平滑电容器Cd1到Cd3的电压Vd。
通过以单脉冲模式操作多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn，减小了开关损耗，可以提高自整流变换器的电压利用率。而且，由于在输入电流Is的零点附近执行自整流变换器的开关，自关断元件的中断电流可以是小电流。以这种方式，可以提供高效率、大容量但低成本且有优良的承受过载的性能的电力变换装置。
<第三十一实施例>
图46说明了根据本发明的装置的另一实施例。本实施例特有的特征是采取串联两个变压器TR1、TR2的一次绕组来执行DC多重操作的结构。该结构的其它细节与图33的情况相同。这种情况下，可以利用两个变压器的漏电感来分配AC电抗器Ls1、Ls2。当然，这在原理上与提供单独的AC电抗器是相同的。
图47显示了图46的装置的控制装置的实施例。该控制装置中，从比较器C1直到电流控制补偿电路Gi(S)公共提供两个变换器MLC1和MLC2，但是，产生相角指令值φ*之后，分别的相控制电路PHC1和PHC2分别产生选通信号gu11到gu14、gv11到gv14、和gw11到gw14和选通信号gu21到gu24、gv21到gv24和gw21到gw24。
用三级输出自整流电力变换器MLC1、MLC2，通过以与电源电压同步的固定脉冲图形(单脉冲、3脉冲或5脉冲等)控制相对于电源电压的相角φ来控制输入电流Ir、Is和It。由于该装置中变压器TR1和TR2在它们的一次侧串联，两个电力变换装置(REC1+MLC1和REC2+MLC2)的输入电流相同，所以产生几乎没有谐波的电流。
上文描述了三级输出电力变换器(NPC变换器)作为多级输出变换器的实例，可以通过组合电力变换器和功率二极管来获得相同的作用和权益，以提供四级或四级以上的输出。而且，说明了应用两个电力变换装置(功率二极管整流器REC+多级输出电力变换器MLC)的实例，可以通过使用三个或三个以上的电力变换装置，在一次侧实现串行多重操作。
本实施例可能增大变换装置的容量和减小从AC电源供应的输入电流Is的谐波分量的量。尤其是，由于串行多重操作，获得的好处是可以减小流到AC侧输入电流的谐波分量，可以减少自整流电力变换器MLC1到MLCn的控制脉冲数。而且，可以通过利用三相变压器的漏电感来分配传统上需要的AC电抗器。以这种方式，可以提供大容量的电力变换装置，高效率、低成本且能再生电力和有优良的承受过载的性能。
<第三十二实施例>
本实施例特有的特征是：在第三十一实施例的电力变换装置中，以固定脉冲图形操作n个多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn，通过调节相对于AC电源电压Vs的相角φ来控制AC输入电流Is，从而控制DC平滑电容器Cd1到Cdn的电压Vd1到Vdn。
多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn以与AC电源电压Vs同步的固定脉冲图形执行开关。如果DC电压Vd固定，自整流变换器MLC1到MLCn的AC输出电压Vc1到Vcn的幅值就固定。该条件下，通过改变相对于电源电压Vs的输出电压Vc1到Vcn的相角φ来改变加到AC电抗器Ls1到Lsn的电压，因而可以调节多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn的输入电流。如果以固定脉冲图形控制自整流变换器MLC2到MLCn，可以确定开关模式以便使输入电流Is的谐波分量最小，但是通过以接近1的变换器功率因数执行操作，在输入电流Is的零点附近执行开关，可以保持构成自整流变换器MLC1到MLCn的自关断元件的中断电流为小电流。
通过增大变换器的输出电压Vc1到Vcn相对于滞后方向上电源电压Vs的相角φ来增加AC电源供应的有效功率Ps。反之，如果相角φ在超前方向上增大，有效功率Ps就再生到AC电源。控制自整流变换器MLC1到MLCn的输入电流Is以便在实际上固定DC平滑电容器Cd1到Cdn的电压Vd1到Vdn。以这种方式，可以提供电力变换装置，它有高功率因数、高效率和低成本，其中可以再生电力，其中，可以是小输入电流Is谐波分量。
<第三十三实施例>
本实施例特有的特征中，在第三十一实施例的电力变换装置中，以与AC电源SUP频率同步的单脉冲模式操作n个多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn，通过调节相对于AC电源电压Vs的相角φ控制它们的AC输入电流，因而控制加到DC平滑电容器Cd1到Cdn的总电压Vd。
以固定脉冲图形操作多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn，但是，脉冲数是单脉冲。当然，如果DC电压Vd固定，多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn的AC侧输出电压Vc1到Vcn的幅值就固定。通过调节多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn的AC侧输出电压Vc1到Vcn相对于电源电压Vs的相角φ来控制输入电流Is，但是为了使相角φ＝0时Is＝0，须使电源电压Vs的峰值和输出电压Vc1到Vcn的总电压的基本峰值相同。由于命令等在负载侧确定DC电压Vd，三相变压器TR1到TRn的二次侧电压值相匹配以便与多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn的AC侧输出电压Vc1到Vcn的基波分量相同。
通过以单脉冲操作多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn，可以使开关次数最少，进一步提高了变换器效率。而且，AC侧输出电压Vc1到Vcn的基波分量变大，多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn的电压利用率提高。而且，由于实际上用变换器功率因数1进行操作，只在输入电流Is的零点附近执行一次开关，所以自关断元件的中断电流在电力运行操作和再生操作期间都变得很小。因而可以提供低成本、高效率的电力变换装置。而且，近似于软开关，不发生大电流的中断。因而EMI噪声小，可以提供环境友好的电力变换装置。
<第三十四实施例>
<第十七实施例>
在第二十八到三十三实施例的电力变换装置中，本实施例包括可饱和电抗器，其中，还原电流抑制电抗器La1到Lan是饱和的。
多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn中，每个臂由自关断元件、与其反向并联的高速二极管和钳位高速二极管构成；例如，当电流在任何自关断元件中流动且该元件截止时，电流最先移动到相应高速二极管。由于高速二极管的正向电压降比功率二极管大，该电流逐渐移动到功率二极管整流器REC1到RECn的相应功率二极管。整流时间与还原电流抑制电抗器La1到Lan的电感值成反比。通过使这些La1到Lan是可饱和电抗器，其电感值在其中流过大电流时变小，结果是高速二极管中流动的电流更快地移动到功率二极管，减小了变换器的损耗。
<第三十五实施例>
本实施例中，在第二十八到三十四实施例的电力变换装置中，当n个多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn的AC电源的电压Vs波动时，通过变化加到DC平滑电容器Cd的电压Vd的指令值来执行操作，与电源电压Vs的改变相匹配。
当以单脉冲或固定脉冲图形操作n个多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn时，这些自整流电力变换器MLC1到MLCn的AC侧输出电压Vc的幅值固定；如果电源电压Vs变大，多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn采取有滞后功率因数的操作条件，如果电源电压Vs变小，采取有超前功率因数的操作条件。而且，随着功率因数的降低，多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn的AC侧输出电压Vc和输入电流Is之间的相位差变大，使构成自整流电力变换器的自关断元件的中断电流变大。因而，通过调节和控制加到DC平滑电容器Cd上的总电压Vd以便与电源电压Vs的幅值相匹配，执行控制使|Vs|总等于|Vc|。以这种方式，可能防止电源功率因数或变换器功率因数的极度降低以防止自关断元件的中断电流增大。
<第三十六实施例>
本实施例中，在第二十八到三十五实施例的电力变换装置中，执行对n个多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn加到DC平滑电容器Cd上的电压Vd的控制，使：
Vd＝k·{Vs2+(ω·Ls·Is)2}
这里，AC电源SUP的角频率是ω，电源电压是Vs，输入电流是Is，AC电抗器的电感值是Ls，比例常数是k。
通过调节n个多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn加到DC平滑电容器Cd上的电压Vd，使：
Vd＝k·{Vs2+(ω·Ls·Is)2}
可以使输入电流Is的相位与电源电压Vs的相位一致，所以可以实现以电源功率因数＝1来操作。这一权益也类似地应用于再生操作。以这种方式，可以提供承受过载的性能优良且低成本、高功率因数的电力变换装置。
<第三十七实施例>
本实施例中，在第二十八到三十五实施例的电力变换装置中，执行对n个多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn加到DC平滑电容器Cd上的电压Vd的控制，使：
Vd＝k·{Vs2-(ω·Ls·Is)2}
这里，AC电源SUP的角频率是ω，电源电压是Vs，输入电流是Is，AC电抗器的电感值是Ls，比例常数是k。
通过调节n个多级输出自整流电力变换器MLC1到MLCn加到DC平滑电容器Cd上的电压Vd，使:
Vd＝k·{Vs2-(ω·Ls·Is)2}
实际上可以使输入电流Is相对于电源电压Vs的相角φ与自整流电力变换器CNV1到CNVn的AC侧输出电压Vc的相角φ一致。即，通过匹配输入电流Is的相位和变换器输出电压Vc，可以实现以变换器功率因数＝1来操作。结果，构成多级输出电力变换器MLC1到MLCn的自关断元件的中断电流可以是小电流，可以减小变换器容量。也可以在再生操作的情况下以相同方式应用该权益。以这种方式，可以提供高效率、低成本、有承受过载的优良性能的电力变换装置。
如上详细描述的那样，用根据本发明的电力变换装置，可以提供高效率、低成本有承受过载的优良性能的电力变换装置，它能够能量再生。