用于提高有线电视网络性能的数字处理方案的应用 相关申请的交叉参数
本发明和2000年4月21日提交的序号为09/556731的“利用数字转换和传输的HFC返回路径系统”的共同转让未决申请的主题有关，在此引入作为参考。发明领域
本发明一般涉及如何提高有线电视光纤-同轴电缆混合(CATVHFC)网络的性能，具体而言，涉及如何将数字信号处理技术用于提高利用了数字返回解决方案的HFC的性能。发明背景
在最近十年以内，光纤-同轴电缆混合(HFC)有线电视(CATV)系统已经发展成为双向数字网络。网络头端在第一个“正向”或者“向下”方向上将信号发射给多个远程点。在第二个“反向”或者“向上”方向上从这些远程点将信号发射给头端。在反向路径上，传输系统以及信息有效负荷实际上已经变为数字地，将返回谱从光纤节点移动到处理中心，从线性光学系统发展成基带数字传输系统。
图1画出了这种系统的一个框图。在上述的交叉引用的相关申请中的各个公开中已经详细描述了图1所示的系统。从光纤节点到头端的返回路径信号基本上用1和0进行编码表示。具体而言，将复合返回路径波形转换成数字字序列，它们的值代表模拟信号样本(A/D100)，利用适当的同步信息(串行化器/解串器110)将这些数字字排列成一个序列流，将电的数字信号转换成光的数字信号，通过光纤(光发射120)发射出去。这条光学路径将这些信号传递给头端器，头端器有相关的元件用来接收和处理这些光信号，也就是在接收端反过来执行这一过程(光接收130，串行化器/解串器140，D/A 150)。与传统的模拟系统相比，采用这种数字光学技术能够获得许多重要的优点。这些优点包括更远的传输能力、对传输距离不太敏感、具有很强的环境适应能力、成本低以及接口的灵活性。
数字返回链路的性能可以与相应的模拟链路相比较。另外，还可以灵活地在性能和带宽之间折衷选择。采用较少的模/数转换器分辨位数决定了被传输信号的信噪比。传送较少的位意味着较低的信噪比，但是数据率也较低。更多的位意味着更高的信噪比，每一位6分贝。同样，需要找到一种方法在较低分辨率的模/数转换以后提高信噪比。如果能够通过信号处理提高信噪比，与图1所示的基本数字返回系统相比，就能够用较少的位传送来满足给定的信噪比。这种方法可以被广义地叫做噪声整形技术。
用低成本的技术提高CATV返回路径的性能是建立可靠的HFC网络的关键之处。考虑到这一点，现有技术模/数转换器(A/D)集成电路(IC)的性能和速度在不断地提高。但是，尽管当今在接收端用现成的高速模/数转换技术来获得适当的信噪比更加直截了当，但是HFC结构设计需要采用比这种单个的点到点实例复杂得多的技术。在实际的集线器和头端器环境中，常常在头端器中将收到的来自许多节点的输入信号组合起来(RF总计)。每一次这种合并都会伴随3分贝的噪声恶化，或者等效于模/数转换系统的分辨率下降半个位。因此，具有10位的模/数转换器的系统经过头端中的四次合并以后，它的性能相当于8位系统的性能。类似地，如果要求经过四次合并以后，线路端的性能具有10个位的分辨率，那么在每个节点这个转换过程就必须在具有12位的理论性能上开始。
因此本发明的目的就是利用廉价的数字解决方案来提高CATVHFC基带数字光学传输返回路径的性能。发明概述
本发明的提高HFC返回路径性能的系统，采用数字信号处理器(DSP)方法来提高信噪比(SNR)，从而提高HFC返回路径的性能而不依赖于更高分辨率的模/数转换器。这种方法采用用于射频系统的大家都知道的信号处理电路来达到带内量化噪声的降低。这种技术能够用于在反向路径上采用基带数字光学传输方法的所有HFC返回结构。
本发明的一个示例性实施例包括一种系统和一种方法，用于提高利用基带串行光学传输的光纤-同轴电缆混合电视系统中数字返回路径的性能，在比较器的输入端接收模拟复合返回路径波形到包括一个A/D转换器和第一个非线性处理器的数字返回发射器。在第一个非线性处理器中对比较器的输出信号施加第一处理函数，并将处理过的信号传送给模/数转换器，这个模/数转换器转换处理过的信号，以产生一个数字字序列的量化输出信号，它的值代表模拟信号样本。将量化数字信号输出给数字返回发射器的输出端和包括D/A(数/模)转换器的一个反馈环，这个数/模转换器将量化的数字信号转换成模拟反馈信号，将模拟反馈信号传送给第二个处理器。第二个处理器对模拟反馈信号施加第二处理函数，将处理过的模拟反馈信号输出给数字返回发射器的比较器输入端。数字返回发射器的比较器输入端将处理过的模拟反馈信号与模拟复合返回路径波形加起来，以从比较器产生输出信号。
在本发明的方法一个实施例中，该方法还包括对量化数字信号进行低通滤波的步骤，在另一个实施例中，该方法包括对过滤以后的量化数字信号进行向下采样。附图简要说明
通过下面的详细描述，同时结合下面的附图，本发明的上述目的及其它目的、特征和优点就会更加清楚，其中：
图1说明光纤-同轴电缆混合数字返回路径传输系统的基本组成；
图2说明具有非线性处理器的数字返回发射器的简化框图；
图3说明具有类似噪声输入的A/D转换器的量化噪声谱；
图4说明整形量化噪声谱与未处理量化噪声谱的关系；
图5给出了均方根噪声与过采样比之间的关系，同时说明非线性反馈对量化噪声性能的影响；
图6说明包括一阶调制器和数字抽取器的第一个∑-δ(西格玛-德尔塔)模/数转换器的一个简化框图。发明详述
图2中给出了所建议的提高了性能的数字通信信号返回路径的系统的基本组成，其中有一个模/数转换器结构实例，还有另外的功能块用来执行数字信号处理(DSP)算法，这些算法被设计成用来相对于不采用这种处理功能的系统提高信噪比。在DSP中采用的是一种非线性方法，用于高性能应用，比如音频处理，以提高性能。图2所示的系统画出了一个处理器和A/D转换器，其中将模拟输入信号A(s)输入比较器10，它的输出被耦合到非线性处理器H(s)20，H(s)20的输出耦合给A/D转换器30。在反馈环路中，模/数转换器30的输出被提供给反馈环路中的D/A转换器40和处理器F(s)50，以提供给输入比较器10。电路的输入通过非线性处理器送给量化器，量化输出通过D/A转换器40反馈回去，这个数/模转换器40转换每个数字信号样本，以产生模拟反馈信号，反馈回去，从输入信号中减掉，使得量化信号的平均值随着输入平均值变化。
本领域里的技术人员会明白采用这种类型的转换器通常都是针对低频情形，比方说高保真音频系统。另外，量化电平的分辨率常常都很低，因为在通常使用的低速情形下DSP更加有效。对于CATV应用，由于需要进行高速处理，DSP算法的采用在复杂性和设计上都极大地增加了。
参考图3和图4，下面讨论这一处理器的工作过程，图中说明了在数字返回发射器中采用这样的转换器能够改善性能的实质。在图3中画出了A/D转换器输出的量化噪声谱。假设反向路径带宽等于模/数转换器输出Bn1的奈奎斯特带宽。从图中可以看出，噪声谱在转换器的Nyquist(奈奎斯特)带宽范围内保持平坦。图3给出了采样输出谱，它说明了上述三个参数之间的典型关系。时钟频率相对于反向路径带宽Bn1越高，谱密度就越低，从而能够降低反向带宽中的噪声功率。图3中的实例说明从Bn1到Bn2提高时钟频率的时候，会降低谱密度。换句话说，由A/D转换器的分辨率决定的相同量的噪声功率被扩散在更宽的奈奎斯特带宽上。
这里参考图3说明的这种“过采样”技术对于降低噪声而言不是特别有效，因为必须将时钟速率加倍才能够获得3分贝的SNR(信噪比)改善。另外，HFC数字反向系统已经采用了工作在现有技术时钟速率的模/数转换器。对于商业装置不可能将时钟速率提高到足以提高主要性能而不会严重地影响其它部分或者是这一部分完全无法工作。
不是单纯依赖过采样来提高信噪比，图2还画出了一个非线性处理器，H(s)，其利用传输函数来提供这种能力。还有，反馈环路中的处理器F(s)可以根据需要进行额外的滤波。H(s)和F(s)都可以采用许多不同的结构形式，具体采用哪种结构形式取决于需要多大的改善和实现起来的复杂性。但是，这种非线性本质使得精确的分析非常困难，特别是采用更高阶结构的时候。在许多情形中，只能通过仿真来了解其性能。
在图4中画出了从这种处理器获得的噪声谱的一个实例。在这种情况下，以前一直到Bn2都具有均匀密度(白色)的谱不再平坦。均匀密度和非均匀密度部分之间的噪声功率都相同，但是在后一种情形里，功率转移到了Bn1和Bn2之间的频谱区域。也就是说，调制器“调整了”量化噪声的形状，从而使大部分能量在信号带宽之上。由于反向系统带宽是Bn1，因此现在包括噪声功率块的区域能够被过滤掉而不会影响所需信号。通过将大量的噪声转移到这个区域中，信号频带内的噪声功率被降低。噪声功率的这种下降等价于在采样频谱区域内采用更高分辨率的模/数转换器。由于降低了噪声功率的采样频谱区域只是唯一感兴趣的区域，因此这种技术能够增加有效位数，它跟Bn1内的噪声功率的下降成比例。在能够预期的代表性实例中，能够实现20分贝的信噪比改善，这一点对应于3个位以上的额外分辨率。准确的增益很大程度上取决于过采样率和非线性处理器的结构。
从数学上讲，在最简单的情况下，可以将图2用作引导来描述降噪分析过程。假设F(s)＝1。对于量化输出Y(s)，量化噪声Q(s)，模拟输入A(s)和低通、高增益传输函数H(s)，从这个图可以得到：
Y(s)＝[A(s)-Y(s)]H(s)+Q(s) (1)
Y(s)+Y(s)H(s)＝A(s)H(s)+Q(s) (2)
Y(s)＝{A(s)H(s)/[1+H(s)]}+{Q(s)/[1+H(s)]} (3)
然后，假设在感兴趣的输入的带宽范围上|H(s)|＞＞1，(3)式成为：
Y(s)＝A(s)+Q(s)/H(s) (4)
由于|H(s)|＞＞1，因此最后一项很小。在信号带宽范围内，量化噪声谱密度Q(s)按照H(s)的幅度降低。但是，在信号带宽范围以外，谱密度增大了。当然，我们对这一部分频谱是不感兴趣的。但是，为了充分利用频谱能量向频带高端转移这一事实，在量化处理以后进行数字滤波，以降低噪声功率(也就是能够非常有效地控制转换过程中噪声的增大)。如图6所示，它给出了与一个数字抽取器连接的第一个西格玛德尔塔模/数转换器，可以采用一级数字低通滤波器(低通滤波器70)来平滑数字调制器的输出信号，极大地衰减掉带外量化噪声、干扰和信号的高频分量。还有，如果需要，可以进行向下采样(向下采样器80)将样本信号的速率降低到奈奎斯特速率上。
作为一个实例，考虑一个8位的A/D转换器。选择这个数字是因为对于HFC应用，它既具有良好的性能，又具有足够的速度。现在，一个性能良好的8位器件现货以大约200MHz的速率采样，对于HFC返回路径能获得大约2倍过采样。再过一年，现在能够获得速度更高的高端部分将能够以低价格大批量获得，适合用于CATV。很快就能够获得4倍的过采样率。
图5说明PCM和一个、两个和三个反馈环的带内噪声与过采样比之间的关系。参考图5可以看出，四倍过采样的二阶反馈系统能够将带内量化噪声再降低大约20分贝。对于每位6分贝，这就意味着3位以上的有效分辨率，将7.5位的转换处理(8位非理想A/D转换器)变成近似11位的有效分辨率。这一点说明性能优于当今广泛使用的所有模拟返回技术，比方说线性DFB激光发射器。另外，跟线性光学情形不同，这一性能跟距离无关。
至于实现，象上面那种F(s)＝1，代表德尔塔-西格玛调制的那些结构完全适合于数字设计技术，比方说FPGA和专用ASIC设计。但是，实现必需的过采样比所需要的时钟速率对于目前的技术中的商业FPGA应用相对较高。专用IC开发工作已经开发出能够实现这些处理速率的芯片。人们相信随着在不远的将来技术的进一步发展，商业FPGA障碍也会被清除。
上面说明了提高HFC返回路径的性能而不依赖于更高分辨率模/数转换器的DSP方法。这种方法将大家都公知的信号处理结构用于RF系统来降低带内量化噪声电平。大家了解每一个元件，它们都被广泛使用。这种技术能够用于反向路径中采用基带数字光传输的任意HFC返回结构。
虽然这里专门说明和描述了各种实施方案，但是应该明白对本发明的各种改进和修改都包括在本发明的范围之内，而没有偏离本发明的精神和保护的范围。例如，再一次参考图2，处理器F(s)，相似的处理器H(s)，可以采用各种传输函数响应来满足性能。此外，这个示例性的改进不应该被理解成限制了本发明的改进和修改，它们仅仅是用于说明可能的变化。