开关电源电路 【发明领域】
本发明涉及一种开关电源电路，特别涉及一种具有过电流检测功能和输出短路检测功能的开关电源电路。
此外，本发明还涉及一种开关电源电路，能够保护开关元件以及由开关元件馈电的感性负载电路等，以防止它们由于过电流或短路电流而发生退化和遭到破坏。
现有技术描述
近年来，随着半导体集成电路中的电压减小和电流增大，防止部件在异常状态下发生退化和遭到破坏的需要日益增长。
现在参照图3，对一种传统开关电源电路进行描述。
传统开关电源电路如图3所示，包括：误差放大器18，检测输出端子Vout的电压；开关元件19，其导通/关断由误差放大器18的输出控制；恒流源20；电容器21，由恒流源20充电；比较器22，检测电容器21的充电电压；锁存电路23，接收比较器22的输出信号作为输入；激活电路26，对锁存电路23复位；控制信号发生电路24；与电路25，用作输出驱动电路；MOS晶体管M2，用作开关元件；扼流线圈29；肖特基二极管30；电阻器31和32，用于输出电压检测；以及电容器33，用于输出平滑。标号27表示直流电源端。标号28表示直流电源。扼流线圈29、肖特基二极管30、输出电压检测电阻器31和32以及输出平滑电容器33构成感性负载电路。
下面将对如上所述构造的开关电源电路的操作进行描述。
在正常工作状态下，MOS晶体管M2由控制信号发生电路24根据输出端Vout的电压所产生的脉宽调制信号进行开关。当MOS晶体管M2导通时，电功率或电能从直流电源28提供给扼流线圈29、电容器33和输出负载。此时，电能存储在扼流线圈29中。当MOS晶体管M2由脉宽调制信号关断时，在扼流线圈29产生反电动势，从而使再生电流流过肖特基二极管30。通过由电容器33平滑此时在扼流线圈29产生的电压，获得直流电压。该直流电压输出到输出端Vout。
控制信号发生电路24通常包括三角波发生器(未示出)和误差比较器(未示出)。误差比较器监测正常输出电压，或者输出端Vout的电压，并且将该电压与三角波发生器的输出信号进行比较，从而产生其脉冲宽度根据输出端Vout的电压而变化的脉宽调制信号。然而，由于这不是本发明的精髓，因此省略其描述。
当在异常状态下感性负载电路过载或输出端Vout短路时，输出电压检测误差放大器18检测到输出端Vout的电位下降，并且输出高电平，从而关断开关元件19。同时，恒流源20启动电容器21地充电。在输出端Vout的电压低于预定电压并且误差放大器18产生反相信号的周期内，保持该操作。在此周期内，继续电容器21的充电，并且当由恒流源20的电流值和电容器21的电容值确定的预定时间过去，并且电容器21的充电电压超过比较器22的基准电压Vx时，比较器22对锁存电路23置位，并且关断MOS晶体管M2。通过这样做，防止MOS晶体管M2和感性负载电路部件等遭到破坏或发生退化。
在上述传统结构中，当开关电源电路的输出过载或短路从而减小输出端Vout的电压时，使MOS晶体管M2在预定时间周期内关断的保护功能工作。然而，在过载或短路状态下，由于对电流没有施加任何限制，因此从计时开始到对锁存电路23置位这一期间，毫无限制的过电流继续流过MOS晶体管M2和感性负载电路，或扼流线圈29、肖特基二极管30、电阻器31和32和电容器33。这样，就存在MOS晶体管M2或感性负载电路发生退化或遭到破坏的可能性。
【发明内容】
本发明的一个目的是提供一种开关电源电路，能够以较高可靠性保护开关元件和构成感性负载电路的部件。
本发明的开关电源电路包括：直流电源；感性负载电路，由直流电源供电；开关元件，中断直流电源对感性负载电路的供电；控制信号发生电路，产生周期性地使开关元件导通的控制信号；过载检测电路，当流过开关元件的负载电流超过预定电流值时，产生过载检测信号；第一锁存电路，由过载检测信号置位，并且响应控制信号的前沿而复位；定时器电路，在第一锁存电路处于置位状态的周期内执行计时操作，并且当预定计时周期过去时，产生时间到达信号；第二锁存电路，响应定时器电路的时间到达信号而置位；以及输出驱动电路，接收控制信号以及第一和第二锁存电路的输出信号作为输入，从而在正常状态下响应控制信号使开关元件导通，并且当第一和第二锁存电路中的至少一个处于置位状态时，切断开关元件而不考虑控制信号。
根据该结构，当流过开关元件的负载电流超过预定电流值时，产生过载检测信号，并且此时，切断开关元件而不考虑是否存在控制信号，从而减小开关元件的导通周期。因此，最大电流值可以限定为不大于预定值。而且，在当过载状态继续时出现异常电流的时候，可以停止开关元件的控制，从而使开关元件保持在切断状态下。因此，可以更可靠地防止开关元件和感性负载电路部件的退化和破坏。
举例来说，在具有上述结构的开关电源电路中，最好过载检测电路与开关元件的接通同步比较开关元件的导通电压与预定第一基准电压，从而检测流过开关元件的负载电流超过预定电流值。
根据该结构，由于通过使用开关元件的导通电阻检测过电流或输出短路电流，因此不需要专用电流检测电阻器。因此，只需要少数部件，并且由于不存在电流检测电阻器的功率损耗，因此电源使用效率不会降低。
举例来说，在具有上述结构的开关电源电路中，定时器电路包括：电容器；充电装置，用于在第一锁存电路处于置位状态的周期内使充电电流通过电容器；放电装置，用于在第一锁存电路处于复位状态的周期内使放电电流通过电容器；以及比较器，比较电容器的充电电压与预定第二基准电压，并且当电容器的充电电压超过第二基准电压时，输出时间到达信号。
根据该结构，当检测到开关元件的负载电流变为过电流，即开关元件处于过载状态时，启动电容器的充电，并且在重复随后对电容器的充放电的同时执行计时操作，从而使持续到电容器的充电电压到达第二基准电压的时间到达周期长于传统例子。因此，可以使电容器的电容值低于传统结构。也就是，虽然电容器的电容值低，但可以使时间到达周期长。因此，可以形成电容值小的电容器，并且这允许包括电容器的定时器电路集成到半导体集成电路中。
而且，最好在包括电容器、充电装置、放电装置和比较器的定时器电路中，第二基准电压的电平设为使从开始充放电操作到产生时间到达信号的周期，即时间到达周期，不小于控制信号周期的两倍。而且，最好该周期为控制信号周期的三至五倍。
根据该结构，即使当由于从外围电路或外围设备侵入的冲击噪声使第一锁存电路出现故障而对电容器充电时，放电装置也会起作用使电容器放电，从而降低充电电压。因此，即使当冲击噪声从外围电路或外围设备侵入时，也可以避免由于噪声所造成的故障而停止开关元件的工作，从而可以执行高度可靠的过电流检测操作。
而且，最好在包括定时器电路的开关电源电路中，其中定时器电路包括电容器、充电装置、放电装置和比较器，还提供如下装置：激活电路，其输出信号的产生周期设为长于控制信号的周期；以及短路装置，用于响应第二锁存电路的置位，在电容器的两端短路，并且通过激活电路的激活信号周期性地对第二锁存电路复位。
根据该结构，当负责操作包括本发明开关电源电路的电子设备的操作员在设备操作中出错而使感性负载电路短路时，不仅检测出过载状态并切断开关元件从而保护电路，而且可以周期性地取消切断状态。因此，通过操作员消除短路状态，恢复使保护工作起作用的过电流检测操作，并且可以提供开关电源电路的主要功能。
附图简述
图1是示出根据本发明一个实施例的开关电源电路结构的电路图；
图2是示出根据本发明实施例的开关电源电路的操作定时的时序图；以及
图3是示出传统开关电源电路结构的电路图。
优选实施例
下面将参照附图对本发明的一个实施例进行描述。
图1示出根据本发明一个实施例的开关电源电路结构。
在图1中，参考符号M1表示MOS晶体管，它作为供电给感性负载电路的开关元件的例子。
标号1表示检测MOS晶体管M1两端电压的差动放大器。
标号2表示通过接收差动放大器1的输出信号而置位的锁存电路。
标号3表示比较器。标号4表示通过接收比较器3的输出而置位的锁存电路。
标号5和6表示与电路。
标号7和8表示恒流源。
标号9和10表示开关元件。
标号11表示用于定时器时间设置的电容器。标号12表示直流电源端。
标号13和14表示反相电路。
标号15表示对锁存电路4复位的激活电路。
标号16表示控制信号发生电路。
标号17表示作为短路装置的开关元件。
标号28表示供电直流电源。
标号29表示扼流线圈。
标号30表示肖特基二极管。
标号33表示平滑电容器。
参考符号Vout表示输出平滑直流输出电压的输出端。
扼流线圈29、肖特基二极管30和电容器33构成MOS晶体管M1的感性负载电路。该感性负载电路由直流电源28供电。该供电由MOS晶体管M1中断。当MOS晶体管M1执行中断操作时，在扼流线圈29两端产生感应电压。感应电压通过电容器33的平滑转换为直流输出电压，并且从输出端Vout输出该直流输出电压。
控制信号发生电路16产生用于使MOS晶体管M1周期性地导通的控制信号，具体地说，是脉宽调制信号。在正常工作状态下，该控制信号通过用作输出驱动电路的与电路6施加于MOS晶体管M1的栅极，从而控制MOS晶体管M1的导通/关断或开关。
用作输出驱动电路的与电路6接收从控制信号发生电路16输出的控制信号和第一和第二锁存电路2和4的输出信号作为输入。这样，在正常的时候，根据从控制信号发生电路16输出的控制信号使MOS晶体管M1导通，而当第一和第二锁存电路2和4中的至少一个处于置位状态时，切断MOS晶体管M1而不考虑控制信号。
具体地说，图1所示的MOS晶体管M1作为N-通道MOS晶体管连接。也就是，图1示出其中MOS晶体管M1的漏极连接到直流电源28，其栅极连接到与电路6的输出端并且感性负载电路作为源极跟随器型驱动的电路例子。可以认为，当从与电路6输入高电平时，MOS晶体管M1或N-通道MOS晶体管完全导通。
当N-通道MOS晶体管的导通度低时，与电路6以由自举电路(未示出)增大的电源电压工作，从而加大施加于栅极的控制信号的幅度。
还可以使用P-通道MOS晶体管作为MOS晶体管M1。在这种情况下，MOS晶体管M1的源极连接到直流电源28，在与电路6的输出端提供反相电路(未示出)，与电路6的输出信号的反相信号施加于栅极，并且感性负载作为源级接地型驱动。
作为开关电源电路的最小功能由控制信号发生电路16、MOS晶体管M1、肖特基二极管30、扼流线圈29和电容器33实现。也就是，当MOS晶体管M1根据从控制信号发生电路16输出的控制信号的脉冲宽度而导通时，电能通过导通操作存储在扼流线圈29中，并且由扼流线圈29感应的感应电压通过电容器33的平滑转换为直流输出电压。由于该直流输出电压根据脉冲宽度而变化，因此通过以预定脉冲宽度控制MOS晶体管M1的开关，可以输出预定直流输出电压。
然而，由于直流输出电压往往还随负载电流的变化而变化，因此当打算稳定直流输出电压以克服负载变化时，提供误差比较器(未示出)来执行输出端Vout的电压与基准电压之间的误差比较，形成反馈路径用来将误差比较器的误差比较输出反馈给控制信号发生电路16，并且根据误差比较器的输出改变控制信号的脉冲宽度。通过这样做，可以稳定直流输出电压。
过载检测电路包括：差动放大器1，比较MOS晶体管M1的导通电压与从基准电压发生器V1产生的第一基准电压；以及与电路5，接收差动放大器1的输出和控制信号发生电路16的控制信号作为输入。
现在将描述使用MOS晶体管导通电阻的电流检测方法。当MOS晶体管完全导通时，MOS晶体管漏极和源极之间的阻抗表现出大致与电阻器相同的特性，并且当漏极电流增大时，漏极-源极电压(导通电压)也大致成比例增大。因此，如果可以与MOS晶体管的接通保持同步检测导通电压，则可以检测流过MOS晶体管的电流。
传统地，为了精确地检测开关元件的工作电流，将一个纯电阻器与MOS晶体管M1串联，并且检测电阻器两端电压以转换为电流值。与该传统电流检测方法相比，在本发明所使用的电流检测装置中，也就是，通过MOS晶体管导通电阻的电流检测，虽然电流检测精确度较差，但是用于例如检测输出过载状态或短路状态不会产生问题。将对利用上述电流检测方法的过载检测电路进行描述。
在过载检测电路中，与电路5连接到差动放大器1的输出端。由于当控制信号高时MOS晶体管M1导通，因此只有当高控制信号输入到与电路5的输入端时，才使来自差动放大器1的输出信号有效。这样，与MOS晶体管M1的接通保持同步，由差动放大器1将MOS晶体管M1的导通电压与基准电压发生器V1的第一基准电压进行比较。当流过MOS晶体管M1的负载电流超过预定电流值时，差动放大器1产生一个输出信号，或过电流检测信号。使用该过载检测电路，由于不需要专用电流检测电阻器，因此只需要少数部件，并且由于不存在电流检测电阻器的功率损耗，因此电源使用效率不会降低。
第一锁存电路2由作为与电路5输出信号的过载检测信号来置位，并且响应控制信号发生电路16的控制信号的前沿而复位，在本例中为控制信号的上升沿，并且通过它自己的Q输出，控制定时器电路的电路操作。虽然控制信号发生电路16是根据高电平有效的正逻辑来设计的，但是当它根据低电平有效的负逻辑来设计时，控制信号的前沿为控制信号的下降沿。
定时器电路包括恒流源7和8、定时器时间设置电容器11、开关元件9和10、反相电路13和比较器3。
恒流源7和开关元件9构成用于使充电电流通过电容器11的充电装置，并且均包括一个晶体管。构成恒流源7的晶体管能够驱动其自己恒流操作的开关。根据锁存电路2的Q输出切断构成恒流源8的晶体管使得开关元件9不起作用。
恒流源8和开关元件10构成用于使放电电流通过电容器11的放电装置，并且均包括一个晶体管。根据反相电路13的输出驱动构成恒流源8的晶体管的开关并且切断该晶体管使得使得开关元件10不起作用。
由于开关元件9根据锁存电路2的Q输出而导通，并且开关元件10根据由反相电路13产生的锁存电路2的Q输出的反相信号而导通，因此，当充电装置工作时，切断放电装置，并且当放电装置工作时，切断充电装置。
现在将描述放电电流的设置值与充电电流的设置值之间的关系。为减小电容器11的电容值，放电电流的电平设为等于或不大于充电电流电平的两倍。然而，由于电容器11的阻抗增大，因此电路易受冲击噪声的影响，并且比较器3往往出现故障。当强调电路操作的可靠性时，将放电电流值设为0到一半充电电流的值，并且将电容器11的电容值设为相当高的值。
在由恒流源7和8以及开关元件9和10构成的充放电装置，即充电装置和放电装置中，当锁存电路2由过载检测信号置位时，根据锁存电路2的Q输出工作的开关元件9导通，并且执行使充电电流通过电容器11的充电操作。当锁存电路2由控制信号发生电路16的控制信号复位时，根据反相电路13的输出工作的开关元件10导通，并且执行使放电电流通过电容器11的放电操作。
由于定时器电路在重复充电操作和放电操作的同时执行对电容器11逐渐充电的计时操作，因此持续直至充电电压到达第二基准电压V2的时间到达周期长于传统结构，从而可以减小电容器11的电容值。因此，可以形成电容值小的电容器11，并且这允许包括电容器11的定时器电路集成到半导体集成电路中。
作为定时器电路构成部件的比较器3比较电容器11的充电电压与基准电压发生器V2的输出电压或第二基准电压，并且当电容器11的充电电压超过第二基准电压时，输出时间到达信号或高电平输出电压。
基准电压发生器V2的第二基准电压的电平设为使从开始充放电装置的充放电操作到产生时间到达信号的周期，或时间到达周期不小于控制信号发生电路16的控制信号周期的两倍，最好是三至五倍。通过这样做，当根据控制信号发生电路16的控制信号而导通的MOS晶体管M1仅接通一次时，不产生时间到达信号，而是仅当MOS晶体管M1连续接通多次时，才产生该信号。
通常，很可能噪声从外围电路或外围设备侵入到各种电子设备以及电子设备的各个地方所提供的开关电源电路中。然而，使用具有上述结构的定时器电路，即使第一锁存电路2由于冲击噪声而出现故障并且对电容器11误充电，但由于通过由下一控制信号对锁存电路2复位，放电装置会起作用，从而使电容器11放电，并且减小充电电压，因此不会由于冲击噪声而输出时间到达信号，从而可以避免停止MOS晶体管工作的故障。因此，可以执行高度可靠的过电流检测。
现在将描述上述时间到达周期设置的依据。通过设置时间到达周期可以避免由于来自外围设备的冲击噪声而产生的故障，从而在单次充电操作之后不结束。为此，时间到达周期设为不小于控制信号周期的两倍。当时间到达周期长时，即使在密集发生冲击噪声的情况下也可以采取措施来避免故障，并且时间到达周期越长，则电路操作的可靠性越高。然而，当时间到达周期长时，保护功能开始工作晚，这是不期望的。实际时间到达周期为控制信号周期的三至五倍。
下一步，将参照图2的时序图详细描述如上所述构造的开关电源电路的电路操作，具体而言是过电流检测操作。
图2是用图1的(a)至(e)表示的部件的工作波形，其中，横轴为时间。图2的波形(a)示出由控制信号发生电路16产生的控制信号(脉宽调制信号)。图2的波形(b)示出MOS晶体管M1的端电压。图2的波形(c)为第一锁存电路2的Q输出端的输出电压。图2的波形(d)为作为输出驱动电路的与电路6的输出电压。图2的波形(e)示出电容器11的端电压。
在图2中，第一周期t1示出正常工作状态下的波形，也就是，电路以正常电平的负载电流工作的状态。在周期t1内，输出与波形(a)所示的控制信号发生电路16的控制信号相同的波形作为来自与电路6输出端的波形(d)。当波形(a)所示的控制信号高时，MOS晶体管M1处于导通状态，并且此时MOS晶体管M1的端电压处于高电平，其电位如波形(b)所示略低于电源电压Vcc。波形(b)所示的端电压的高电平部分的波形由于受到当感性负载电路开关时所导致的反电动势的影响而向右倾斜。
虽然由差动放大器1将波形(b)所示的MOS晶体管M1的端电压与一个基准电位进行比较，其中，该基准电位低于电源电压Vcc的量大约为基准电压发生器V1的第一基准电压，但是由于该端电压不降至基准电位，因此不从包括差动放大器1的过载检测电路输出过电流检测信号。因此，锁存电路2保持在复位状态，并且从波形(c)所示的锁存电路2的Q输出端输出低电平电压。因此，随后的定时器电路不工作，并且不执行电容器11的充电。从而，电容器11的端电压如波形(e)所示保持低。
图2的第二周期t2示出过载状态下的波形，也就是，负载电流过大的状态。在周期t2内，由于流过MOS晶体管M1的电流过大，因此MOS晶体管M1的导通电压高，从而MOS晶体管M1的端电压的高电平部分的电位如波形(b)所示，低于正常工作状态。如波形(b)所示，向右倾斜的MOS晶体管M1的端电压在早期时间点减至基准电位(Vcc-V1)。当如波形(b)所示MOS晶体管M1的端电压减至基准电位时，差动放大器1输出高电平，并且从与电路5的输出端或过载检测电路的输出端输出高电平信号或过载检测信号。
然后，通过过载检测信号输入到第一锁存电路2的置位输入端，因此对锁存电路2置位，从而如波形(c)所示从Q输出端输出高电平电压。在Q输出端的高电平周期或周期tc内，开关元件9导通，并且执行使充电电流从恒流源7通过电容器11的充电操作。也就是，如波形(a)所示，响应出现过载状态之后所产生的第一控制信号，开始充电操作，并且波形(e)所示的电容器11的充电电压增大。
然后，当输入第二控制信号时，对锁存电路2复位，从而执行使放电电流通过电容器11的放电操作，并且电容器11的放电电压如波形(e)所示减小(周期td)。当在输入第二控制信号的同时驱动过载检测电路时，再次对锁存电路2置位，并且恢复充电操作，从而电容器11的充电电压如波形(e)所示进一步增大。每次控制信号在波形(a)中变高时，执行上述操作，并且每次波形(e)所示的充电电压增大。
此时，通过锁存电路2的Q输出输入到与电路6，使得从与电路6的输出端输出的波形(d)的高电平周期的宽度小于波形(a)所示的控制信号发生电路16的控制信号的高电平周期的宽度。因此，MOS晶体管M1的导通周期减小，从而限制流过MOS晶体管M1的电流。
然后，当波形(e)所示的充电电压增至到达基准电压发生器V2的第二基准电压时，比较器3被驱动并输出时间到达信号。第二锁存电路4由时间到达信号置位，与电路6的输出信号如波形(d)所示，固定在低电平，根据反相电路14的输出工作的开关元件17接通，并且对存储在电容器11中的电荷放电，从而使充电电压为0。
通过执行到此点的操作，完成检测流过MOS晶体管M1的负载电流超过预定电流值的检测操作，以后，MOS晶体管M1继续处于关断状态，从而切断MOS晶体管M1而不考虑波形(a)所示的控制信号。
通过这种方式，最大电流值可以限定为不大于预定值，而且，在当过载状态继续时出现异常电流的时候，可以停止MOS晶体管M1的控制。因此，MOS晶体管M1和感性负载电路部件如扼流线圈29能以较高的可靠性防止退化和破坏。
然而，使用该结构，当对第二锁存电路4置位时，MOS晶体管M1将一直处于关断状态。因此，除非切断供给整个开关电源电路的电源电压，否则不能恢复开关电源电路的主要功能。这一问题可以通过用激活电路15的输出信号对第二锁存电路4复位来解决。
最后，将描述一种有效利用激活电路15的方法。
当从开始充电操作到在定时器电路中产生时间到达信号这一时间为时间到达周期时，通过将对第二锁存电路4复位的激活电路15的输出信号的产生周期设为足够大于时间到达周期，将产生如下优点：
当负责操作包括该开关电源电路的电子设备的操作员在设备操作中出错而使感性负载电路短路时，不仅检测出过载状态并切断MOS晶体管M1以进行保护，而且可以周期性地取消切断状态。因此，通过操作员消除短路状态，恢复使保护工作起作用的过电流检测操作，并且可以提供开关电源电路的主要功能。