降低FM带内同频数字音频 广播接收机干扰的方法和设备 【技术领域】
本发明涉及降低射频干扰的方法，尤其涉及用于数字音频广播(DAB)接收机的信号处理技术以及利用这种技术的接收机。
背景技术
数字音频广播是一种用于提供数字质量的音频的媒体，它优于现有的模拟广播形式。AM和FM DAB信号均能以数字调制信号与当前的广播模拟AM或FM信号共存的混合形式，或者以无模拟信号的全数字形式传输。带内同频(IBOC，In-band-on-channel)DAB系统不需要新的频谱分配，因为每个DAB信号都在现有AM或FM信道分配的频谱屏蔽(spectrul mask)中同时传输。IBOC系统提高了频谱经济性，并使广播公司能够向其目前的听众基站提供数字质量的音频。已提出了几种IBOC DAB方法。
FM DAB系统已经成为几个美国专利的主题，其中包括专利5949796号；5465396号；5315583号；5278844号和5278826号。最近提出了一种FM IBOC DAB信号，它将正交频分复用(OFDM)的子载波放在距FM中心频率约129kHz到约199kHz的区域内，在模拟调制主FM载波所占频谱的上方和下方。某些IBOC方式(例如，全数字方式)允许子载波开使于离中央频率近达100kHz的地方。
DAB信号的数字部分会受到干扰，例如，来自于第一旁频FM信号或混合IBOC DAB系统中的主信号的干扰。要求使用信号处理技术将有用信号从存在地干扰中分离出来。
一种称为COLT(COntinuous Look Through连续浏览)的FM提取技术可用于将窄带信号从宽带FM信号下提取出来。该技术在美国专利5263191号；5428834号和5355533号中说明。这些专利中说明的方法有效地使用了一个陷频滤波器，它跟踪并抑制干扰信号的FM瞬时频率。
与本发明转让给相同受让人的美国专利申请09/192555，发明了一种尤其面向于降低FM广播频带的第一旁频信道干扰的干扰降低技术。以后称降低第一旁频信道干扰为第一旁频消除(First AdjacentCancellation FAC)。FAC可根据特殊信号环境需要打开或关闭。一种打开/关闭FAC的方法是与未经FAC处理的信号混合。美国专利申请09/192555发明了一种用于降低带内同频数字音频广播接收机中的FM干扰的混合方法。
美国专利申请09/192555的FAC混合方法用于实现根据相对的干扰级别选择是否使用FAC。但是，在某些情况下子载波频率的破坏可能并不统一，在经FAC处理和未经FAC处理时因FM干扰的子载波频率破坏分布不同。
需要一种信号提取技术，能够有效地用于子载波频率破坏不统一、并且在经FAC处理和未经FAC处理时因FM干扰的子载波频率破坏分布不同的带内同频数字音频广播信号。
【发明内容】
本发明提供了一种降低用于接收FM带内同频数字音频广播信号的接收机中的干扰的方法。该方法包括以下步骤：接收一个包括一个有用信号和一个干扰信号的合成信号，解调合成信号产生一个第一解调信号，从第一解调信号中计算出一个第一二元软判决，处理该合成信号产生一个处理过的信号，解调处理过的信号产生一个第二解调信号，从第二解调信号中计算出一个第二二元软判决，并将第一和第二二元软判决合并产生一个输出信号。另外，本发明包括利用以上方法的无线电接收机。
在优选实施例中，有用信号是一个包括多个正交频分复用子载波的信号，其中子载波被广播节目素材或其他数据的数字表现形式所调制，例如可能在数字音频广播中发现这种信号。本发明对第一旁频消除器(FAC)技术的操作提出了改进，其中第一旁频消除器技术用于一个FM带内同频(IBOC)数字音频广播(DAB)系统中，其中第一旁频FM信号作为DAB信号的数字部分的干扰。FAC消除和/或陷频过滤了干扰FM信号的瞬时频率，以便抑制FM广播信号中的干扰作用。这样就允许在不向子载波均一地加入统一的软符号信息的情况下混合FAC信号。
【附图说明】
图1是显示一个FM带内同频数字音频广播信号的功率谱密度的图；
图2是显示相邻信道中的两个FM带内同频数字音频广播信号的功率谱密度的图；
图3是一个用于可接收依照本发明的形式的信号的数字音频广播系统中的接收机的功能方框图；
图4是说明美国专利申请09/192555的信号处理方法的方框图；
图5是进一步说明美国专利申请09/192555的信号处理方法的方框图；
图6是说明根据本发明的第一旁频消除器(FAC)的操作的方框图；以及
图7是说明美国专利申请09/438148发明的用于本发明的首选实施例中的确定信道状态信息的过程的方框图。
【具体实施方式】
参见附图，图1是混合FM IBOC DAB信号10的信号成分的频率分配(频谱布局)和相对功率谱密度的示意图。混合形式包括传统FM立体声模拟信号12，其功率谱表示为三角形14，位于信道的中央部分16或中央频带中。典型模拟FM广播信号的功率谱密度(PSD)是一个从中央频率开始斜率为-0.35dB/kHz的近似三角形。多个均匀分布的数字调制子载波位于模拟FM信号的两侧，即上边带18和下边带20内，并与模拟FM信号同时传输。所有的载波都以属于美国联邦通信委员会信道屏蔽22的功率级别传输。
在混合FM IBOC调制形式的一个例子中，95个均匀分布的正交频分复用(OFDM)数字调制子载波分布在主模拟FM信号的两侧，占用了距主FM中心频率约129kHz到约198kHz的频谱范围，表示为图1中的上边带18和下边带20。在混合系统中，每一边带中的OFDM数字调制子载波的总DAB功率设置为其主模拟FM功率的-25dB。
如果存在来自旁频FM信道的信号(如第一旁频FM信号)，则其中心将位于距有用信道中心200kHz处。图2显示了一个具有一个上方第一旁频干扰24的混合DAB信号10的频谱图，其中，干扰24具有一个模拟调制信号26和位于边带28和30中的多个数字调制子载波，它们处于相对有用信号(信号10的数字调制子载波)-6dB的级别。该图显示DAB上边带18被第一旁频干扰中的模拟调制信号破坏。本发明提供了一种能够抑制这种情况下的干扰作用的第一旁频消除器(FAC)。FAC已被证明为能够处理上下DAB边带中的第一旁频干扰，并能成功地恢复掩藏在其下的DAB信号。DAB信号从干扰FM载波下提取出来，虽然提取过程将使DAB信号失真。假设DAB信号相对于第一旁频模拟FM干扰信号很小，这样FM跟踪和消除即能够生效。
图3是一个能够执行依照本发明的信号处理的无线接收机40的方框图。DAB信号从天线42接收。一个带通预滤波器44通过有用频带，其中包括需要的频率为fc的信号，丢弃频率为fc-2fif(对于下边带波瓣注入的本地振荡器)的镜像信号。低噪声放大器46放大信号。放大后的信号在混频器48中与可调本地振荡器52在线50上提供的本地振荡信号flo混频。这样就在线54上产生了和(fc+flo)和差(fc-flo)信号。中频滤波器56通过中频信号fif，削弱有用调制信号的频带外的频率。一个模拟到数字转换器58使用一个时钟信号fs以速率fs在线60上产生数字抽样。数字下转换器62对信号进行频率移动、过滤和抽取，在线64和66上产生更低采样率的同相正交信号。然后一个基于数字信号处理器的解调器68提供附加的信号处理，在线70上产生一个提供给输出装置72的输出信号。
在无衰减情况下，合成模拟FM和DAB信号可表示为：
s(t)＝a·ejθ(t)+d(t)
其中a是FM信号的幅度，θ(t)是其瞬时相位，而d(t)是DAB信号。不失一般性，我们可假设d(t)的平均功率为1。另外，我们假设a＞＞1以便调用FM捕获效应。注意到信号幅度被假设为恒定，因为在本部分分析中假设信号无衰减。还注意到这是无噪声的理想情况。如果用美国专利5263191号；5428834号；和5355533号中显示的技术处理信号，则输出近似为：
COLT_OUT(t)≈d(t)+d*(t)·ej2θ(t)
COLT输出的第一项是所需项，而第二项是干扰。虽然干扰项与第一项的功率相同，但其频谱与FM信号的平方卷积，因此其带宽为FM调制带宽的两倍。
如果DAB信号的带宽与干扰FM信号的带宽相等，并且如果DAB信号位于FM信号中心，则使用现有技术COLT技术得到的信号干扰比最多降低几dB。降低的另一大原因是多路衰减。衰减产生瞬时FM载波的幅度调制。选择性衰减将产生FM基带带宽(例如53kHz)数量级的幅度调制带宽，而最大公路速度时汽车接收机中的动态平面衰减的带宽限于约13Hz。由于美国专利5263191号；5428834号；和5355533号的提取过程使用输入信号直接控制陷频的中心频率，因此由于衰减在输入信号上的产生的幅度调制将影响性能。
在有衰减的情况下，合成模拟FM和数字调制子载波信号可表示为：
s(t)＝[a+f(t)]·ejθ(t)+d(t)，
其中f(t)是由于FM载波在选择性衰减偏离带宽中传播时的幅度调制产生的动态衰减项。此幅度调制具有一个FM基带带宽(如53kHz)数量级的带宽。由于Raleigh衰减产生的慢衰减分量在公路速度下当载波频率位于100MHz范围内时限于约13Hz。此模型中忽略了该慢衰减分量，因为假定它在分析窗中是接近恒定的。在存在选择性衰减的情况下，附加干扰成分变得显著。
美国专利5263191号；5428834号；和5355533号的滤波技术假定输入信号本身是FM信号的良好近似，因为模拟FM功率与DAB功率的比率很高。但是，在输入信号遭受衰减而不是FM信号的良好近似时，处理步骤可能产生一个不能从后续阶段中去除的镜像。
美国专利申请09/438148的滤波方法使用归一化信号提取过程解决此问题。信号的第一次相乘将瞬时FM频率移动到零，而第二次相乘应当执行第一次相乘的逆过程。理想情况下，如果第一和第二信号是复共轭的，且如果它们的幅度积保持固定常值，则可完全恢复信号的相位和幅度(减去滤出的FM载波)。不幸的是，动态衰减和选择性衰减产生了衰减速率和基带信号带宽的幅度差异。归一化参考幅度的附加步骤消除了一些与原COLT技术有关的不希望出现的干扰的产生。该归一化提取过程如图4所示。
在线74上接收合成信号：
s(t)＝a·ejθ(t)+d(t)，
方框76表示输入通过除以其绝对值归一化，在线78上产生归一化信号。在有衰减的情况下，归一化后的合成模拟FM和DAB信号可近似表示为：s(t)|s(t)|≅ej·θ(t)+d(t)[a+f(t)],]]>
其中假设FM模拟信号比数字DAB信号大得多。方框80产生归一化信号的复共轭，而乘法器82将合成信号与其归一化复共轭相乘，在线84上产生中间信号：s(t)·s*(t)|s*(t)|={[a+f(t)]·ej·θ(t)+d(t)}·{e-j·θ(t)+d*(t)[a+f(t)]},]]>方框86表示的直流陷频操作去除常数项a，在线88上产生：s(t)s*(t)|s*(t)|-a=f(t)+d*(t)·ej·θ(t)+d(t)·e-j·θ(t)+|d(t)|2[a+f(t)],]]>
一个低通有限脉冲响应滤波器90在线92上产生常数项的估计量。线84上的信号被方框94延时，以匹配滤波器延时，而加法器96从延时信号中减去滤波器的输出，在线88上产生中间信号。应当注意到，陷频附近的DAB信号也被抑制，陷频滤波器对DAB信号的完整性有某些影响。最后，该中间信号在乘法器98中与已经被方框100延时的归一化的原合成信号相乘，在线102上产生输出信号：s(t)|s(t)|·{s(t)·s*(t)|s*(t)|-a}=d(t)+d*(t)·ej·2·θ(t)+f(t)·ej·θ(t)+f(t)·d(t)[a+f(t)]]]>+d2(t)·e-j·θ(t)[a+f(t)]+2·|d(t)|2·ej·θ(t)[a+f(t)]+|d(t)|2·d(t)[a+f(t)]2]]>
假设FM信号比DAB信号大得多，这是通常的情况，则输出可近似为：s(t)|s(t)|·{s(t)·s*(t)|s*(t)|-a}≅d(t)+d*(t)·ej·2·θ(t)+f(t)·{ej·θ(t)+d(t)[a+f(t)]}.]]>
上述等式表明，如果选择性衰减引起的幅度调制项f(t)＝0，则得到了原COLT方法的结果。但是，在存在选择性衰减情况下，附加干扰项在选择性干扰情况下可与那些COLT技术的项相比。特别地，如果：
则使用本发明的方法本身产生的噪声是很低的。上述不等式可通过进一步消去较不重要的远小于1的项近似：
ejθ(t)＜2.ejθ(t)
这表明使用归一化技术对于因选择性衰减产生的噪声降低的可能产生6dB的改进。
美国专利申请09/192555的发明通过增加有用信号相对于干扰信号的幅度或功率谱密度降低了输出中的干扰信号的负面作用。
只要存在第一旁频干扰FM信号，上文所说明的FM消除过程可直接应用于FM IBOC DAB系统中。第一旁频干扰FM信号可被处理并从DAB信号的数字部分中有效地消除/陷频，且对DAB信号产生的失真相当小。如果在开始FM消除过程前符合下列三种情况，失真将会相当小。
1)存在的具有较大功率的信号只有第一旁频FM和被干扰的DAB信号的数字部分(如DAB信号的数字上边带或下边带)。这只要通过将FM干扰混频至0Hz，并对产生的信号进行低通滤波，或对产生的信号进行带通滤波即能实现。
2)数字信号完全包括在第一旁频FM信号的上半部分或下半部分中。这由IBOC DAB系统的电路布局固有地完成，其中数字信号的边缘几乎放置在+/-200kHz外，即第一旁频FM信号的中心外。因此，数字信号包括在FM干扰的一半中。这一点很重要，因为此提取过程产生的不希望出现的失真或镜像出现在与DAB信号相对于FM信号的相反的频谱一侧。
3)第一旁频FM信号的功率约比数字信号高6dB。当第一旁频功率变低时，最好不要执行FAC。这保证了FM信号与DAB信号相比足够大，以便调用捕捉效应。在多路衰减环境中，FM信号有时会降低到6dB功率阈值以下，这时推荐使用关闭算法。
在一个提出的FM IBOC系统中，某时刻三种情况都将存在，特别是在FM电台覆盖范围的边缘地区。第一旁频FM消除将提供干扰缓解，这样可扩大电台的覆盖范围。
一个打关/关闭FAC的方法是平滑地与未经FAC处理的信号混合。对正在被陷频的功率量的测量可通过进入陷频的功率和从陷频出来的功率的差获得。两个信号在计算差之前通过使用一个简单损耗积分器平滑。图5是说明美国专利申请09/192555的FAC和混合功能的方框图，它可在上下干扰的第一旁频FM信号的执行。合成信号在线104上输入，并在混频器106中与本地振荡信号混频，在线108上产生基带信号，在这里第一旁频干扰被转化为直流。该信号被有限脉冲响应低通滤波器110滤波，去除干扰FM信号的带宽外的信号。在线112上产生的信号受到方框114中的FM跟踪和消除。图3执行了消除，其中陷频滤波之前和之后的信号在线84和88上输出。在混合控制方框116中，以dB表示的陷频功率与代表发生混合的范围的上下阈值比较。该范围被归一化以便位于未归一化范围内的陷频功率能够表示为该范围的直接百分比。线118上的控制信号代表用于在乘法器120中与FAC处理后的信号相乘的百分数。线122上的控制信号代表1减去该百分数，用于与未经FAC处理的信号相乘，该信号已在方框124中延时。乘法器120和126的输出在加法器128中合成，在线130上产生一个信号，该信号被有限脉冲响应滤波器132滤波。在线134上产生的滤波后的信号在混频器136中再与本地振荡信号混频，在线138上产生输出信号。该输出信号再受到根据已知技术的进一步处理，产生接收机的音频输出。
图6是表示根据本发明的FAC处理过与未处理过的软符号信息的最大比率结合的功能方框图140。合成DAB信号在线142上输入，被方框144中的DAB边带滤波器滤波。滤波后的信号受到通路146和148的方框中的两种解调方案。通路146使线150上的滤波后信号受到FAC处理。如图4所示，方框152中的FM跟踪和消除在首选实施例中执行。然后在线154上产生的信号在方框156中解调，在线158上产生解调后的信号。方框160表示信道状态信息的估计量是根据解调后的信号生成的。然后在方框164中，CSI估计量被用于确定解调后信号的软二元度量标准，在线164上产生一个FAC处理后的信号。
线150上滤波后的信号也在方框166中被延时。然后线168上的延时后的信号在方框170中被解调。方框172表示信道状态信息的估计量是根据线174上的解调后信号生成的。然后CSI估计量在方框176中被用来确定解调后信号的软二元度量标准，在线178上产生一个FAC处理后的信号。然后最大比率合成器180合成线164和178上的信号，在线182上产生一个输出信号。然后该信号被传送到一个去交错器以及前向纠错解码器，在接收机中进行进一步处理。
在本发明中，用相干检测QPSK子载波符号的加权和最大比率合成(MRC)进行解码的软判决Viterbi被用于最小化信道损耗。最大比率合成(MRC)是已知的用于合成被独立噪声源破坏的同一信号的多个版本的方法。按照每路输入的SNR的比例合成多个信号使产生的信号的信噪比(SNR)达到最大。此方法可用于合成经FAC处理和未经处理的信号通路。未经处理的通路可能被第一旁频FM干扰所破坏，而人工进行的FAC处理破坏了FAC通路。这两条通路的干扰或噪声是大不相同的。如果在将两条通路加到一起前将每条通路的软符号用信道状态信息(CSI)适当加权，则等同于MRC。好处来自于相干地合成信号分量(因为FAC和非FAC通路中的信号分量是相同的)，而非相干地合成噪声。
由于选择性衰减，干扰和信号级别将根据子载波(频率)和时间而变，因此需要及时的信道状态信息(CSI)来适应性地调整软符号的加权。CSI估计技术应设计在约100MHz的FM带宽中容纳最大车辆速度时达13Hz的衰减带宽。典型情况是几微秒的多普勒扩散，虽然在某些情况下测量到过更大的扩散。在一般指定为美国专利申请号09/438、148中显示的从参考子载波中估计相位参考和CSI的技术的功能方框图如图7所示。此CSI加权综合了最大比率合成幅度加权和对信道相位误差的相位纠错。
图7的CSI恢复技术的操作假设获取并跟踪了子载波的频率以及OFDM符号的符号计时。频率和符号计时获取技术采用了周期前缀的性质。频率和符号跟踪是通过观察一段时间内或频段上(子载波间)的符号之间的相位漂移完成的。
在获取了频率和符号计时后，通过使差动检测到的BPSK序列与块同步模式交叉相关，尝试与BPSK计时序列的块同步模式同步。差动检测在所有子载波上进行，假设训练子载波的位置最初是未知的。然后执行已知块同步模式与每个子载波的检测出的比特的交叉相关。当检测到块同步模式的所有11比特均匹配时，则宣布子载波相关。当子载波相关的数目达到或超过阈值标准时(例如4个子载波相关把19个子载波分开)，即建立了块同步(以及子载波模糊度分辨)。
在块同步建立后，BPSK计时序列中的变量域可被解码。这些变量域的差动检测比特是基于训练子载波的多数表决而确定的，以便当某些子载波或比特遭到破坏时解码还能够进行。每个调制解调器帧中的16块依次编号为0到15。这样，因为块计数不会超过15，所以块计数域的最高位总设为零。调制解调器帧同步通过块计数域而建立。
此信号的相干检测要求相干相位参考。BPSK计时序列的解码信息被用于从训练子载波去除调制，留下本地相位参考和噪声的信息。参见图7，参考子载波携带的复数训练符号在线184上输入，而该符号的复共轭在方框186中获得。复共轭通过乘法器190与线188上的一个已知训练序列相乘。这样，通过将接收到的训练子载波与同步、解码并差动再编码后的BPSK计时序列相乘，去除了子载波中的二元(+/-1)计时序列调制。线192上产生的符号被一个有限脉冲响应(FIR)滤波器194处理，以便在时间上平滑产生的符号，并在线96上产生本地相位和幅度的复共轭估计量。此值被延时198所延时，然后通过乘法器202与线200上的噪声方差的倒数的估计量相乘。噪声方差的估计方法是：在求和点206，从输入信号(在经过延时204所提供的适当时间对准后)中减去线196上的平滑后的本地相位和幅度的估计值，然后由方框208平方该结果，再由方框210对复数噪声取样进行滤波。由方框212获得倒数的近似(避免了被零除的情况)。此CSI权重被方框214内插到多对旁频训练子载波之间18个子载波上，在线216上产生本地CSI加权值。然后这些CSI加权值被用来与如方框220所示的合适延时以后的线218上接收到的相应本地数据符号相乘。然后乘法器222在线224上产生软判决输出。
归一化过程提高了选择性衰减情况下的性能。除了便于幅度测量外，归一化的另一个作用是降低DAB信号的幅度变化，此幅度变化在DAB接收机的后续阶段被信道状态信息(CSI)估计器跟踪。改进因素取决于所使用的CSI估计过程的类型以及这些估计滤波器的带宽。另外，因为FAC处理的增益为一个单位而不是a2，所以归一化信号使用的动态范围更小。匹配合成信号通路的延时与陷频滤波器的延时对于良好的性能也是很重要的。
这可以作为二元软符号被独立噪声破坏时(如QPSK)的调制技术的一个典型例子。如果使用更高阶的调制，如QAM，则必须使用将检测到的符号变换为二进制度量标准的实用方法，以便实现经FAC和未经处理的软判决信息的加性合成。
用相干检测QPSK子载波符号的加权和最大比率合成(MRC)进行解码的软判决Viterbi被用于最小化信道损耗。由于选择性衰减，干扰和信号级别将根据子载波(频率)和时间而变，因此需要及时的信道状态信息(CSI)来适应性地调整软符号的加权。CSI估计技术应设计为在约100MHz的FM带宽中容纳最大车辆速度时达13Hz的衰减带宽。典型情况是几微秒的多普勒扩散，虽然在某些情况下测量到过更大的扩散。估计相位参考和CSI的技术的功能方框图如图8所示。此CSI加权综合了最大比率合成幅度加权和对信道相位误差的相位纠错。CSIweight=a^*σ2,]]>
其中*是信道增益的复共轭的估计值，是σ2噪声方差的估计值。
图7的CSI恢复技术的操作假设获取并跟踪了子载波的频率以及OFDM符号的符号计时。频率和符号计时获取技术采用了周期前缀的性质。频率和符号跟踪是通过观察一段时间内或频段上(子载波间)的符号之间的相位漂移完成的。
在获得了频率和符号计时后，通过使差动检测到的BPSK序列与块同步模式交叉相关，尝试与BPSK计时序列的块同步模式同步。差动检测在所有子载波上进行，假设训练子载波的位置最初是未知的。然后执行已知块同步模式与每个子载波的检测出的比特的交叉相关。当检测到块同步模式的所有11比特均匹配时，则宣布子载波相关。当子载波相关的数目达到或超过阈值标准时(例如4个子载波相关把19个子载波分开)，即建立了块同步(以及子载波模糊度分辨)。
在块同步建立后，BPSK计时序列的变量域可被解码。这些变量域的差动检测比特是基于训练子载波的多数表决而确定的，以便当某些子载波或比特遭到破坏时解码还能够进行。每个调制解调器帧中的16块依次编号为0到15。这样，因为块计数不会超过15，所以块计数域的最高位总设为零。调制解调器帧同步通过块计数域而建立。
如图6所示，本发明提供了一种合成FAC和非FAC软符号信息以便从经FAC处理和未经处理的信号中解调/检测并计算二元软判决的近似最优化方法。
本发明对干扰FM信号的瞬时频率提供了消除和/或陷频滤波，以抑制FM广播信号的干扰作用。本发明尤其适用于FM带内同频(IBOC)数字音频广播(DAB)系统，其中第一旁频FM信号作为DAB信号的数字部分的干扰。此技术还可用于混合IBOC FM DAB系统中，抑制主FM信号对DAB信号的数字部分的干扰作用。
虽然本发明已根据当前认为是其首选实施例的实施例进行了说明，但也将欣赏本领域技术熟练者在不背离附录的权利要求书中宣布的本发明的范围的情况下对所发明的实施例进行各种修改。