天线电平显示设备和方法以及接收装置 【技术领域】
本发明涉及一种天线电平显示设备、天线电平显示方法和接收装置，适于在数字卫星广播接收调谐器或其中具有这种调谐器的电视接收机中显示天线电平。
背景技术
卫星广播接收调谐器或诸如具有内部调谐器的电视接收机的卫星广播接收装置配备有天线电平显示功能，用于显示由天线接收自卫星的输入信号的CN(载噪比)比率。这一天线电平显示功能被用以实现两个广泛分类的作用。
第一种作用是在安装天线和调节其方向时实现适当的天线方向调节，以这样一种方式使从天线获得的接收信号电平变得最大。在卫星广播中，具有锐方向性的抛物线天线被用来从卫星接收信号。接收信号的CN比率通过适当调节天线方向同时观察被显示的天线电平而设定为最大可获得值，使得CN比率的宽的容限能够被保证直至接收变为不可能，因此获得适于处理降雨或类似条件导致地环境恶化的满意的接收环境。
并且第二项作用是搜索接收中任何干扰的原因。一般地，接收干扰的发生源于接收环境的恶化或接收机的某些故障。可以由被显示的天线电平判断接收干扰是否源于任何环境恶化。即，在由于环境恶化而发生接收干扰的情况下，进行关于是否接收信号的CN比率足够高的搜索。并且若天线电平不足够，干扰能被判断为起因于接收中的某些环境恶化。如果是这样，原因可能是天线未被确切指向卫星，或者存在建筑物或类似物体成为广播电波的障碍物。而且如果是这样，原因可能包括：转换器故障、馈线中断、连接器故障等。相反地，若天线电平足够，能够如此判断情况，即至少来自卫星的信号被天线适当接收且调谐器或电视接收机可能有故障。
在传统的模拟卫星广播接收机中，按照AGC(自动增益控制)放大器的增益显示天线电平(如在专利号3，134，412中所公开的)。更特别地，卫星广播接收机中的中间频率放大级具有用于保持接收信号电平恒定的AGC电路。在AGC电路中，接收信号电平被检测，且随后AGC放大器的增益按照被检测的接收信号电平而设定。并且设定的AGC放大器增益被显示为天线电平。
于是，在传统的模拟卫星广播接收机中，天线电平根据AGC放大器增益被显示。但是，在采用数字调制的数字卫星广播接收机中，按照AGC放大器增益通过显示天线电平不能获得足够高的精度。为此原因，在已知的数字卫星广播接收机中，根据代表IQ平面上映射信号点坐标的星座计算CN比率。
即，在数字卫星广播中，例如采用8PSK(相移键控)作为调制方式。在这种8PSK调制中，在具有I轴和Q轴相正交的IQ平面上，数据被相应地排列成八个信号点P1至P8，如图7所示。
一般假定包括在信号波中的全部噪声仅由随机噪声构成，接收信号点被分散，如图8所示，围绕于初始无噪声状态中获得的信号点S1和S2，呈符合正态分布的概率分布。更特别地，定位于信号点S1的接收信号点如图8中曲线A1所示散布，并且定位于相邻信号点S2的接收信号点如曲线A2所示散布。由于这样的散布，区域L1内、越过相互相邻码的信号点S1和S2之间的中间点的接收信号被作为错误码接收。
根据这样的关系，接收信号点的偏离和CN比率能够被彼此相关。即，若包括在信号波中的噪声被假定为随机噪声，IQ平面上接收信号点的偏差对应于CN比率。
在根据IQ平面上接收信号点偏差的平均值计算CN比率中，接收信号点通过解调器被映射到IQ平面上，且随后单个信号点偏差的平均值根据I信号和Q信号被测量。并且测量系统被布置为通过重叠随机噪声设定期望CN比率的调制信号。在这一测量系统中，测量接收信号点偏差的平均值。于是形成一个单个信号点测量偏差平均值和CN比率的转换表。并且转换表被存储在一个ROM(只读存储器)中。
当接收输入信号时，接收信号点通过解调器被映射到IQ平面上，且信号点偏差的平均值被测量。随后通过使用存储于ROM中的转换表根据接收信号偏差的平均值计算CN比率。并且由此从映射到IQ平面上的接收信号点偏差获得的CN比率被显示为天线电平。
在日本的数字卫星广播中，定位于赤道上空及东经110°的固定卫星通过12GHz频带的网络被利用，如同在现有的模拟卫星广播中一样。因此，在从模拟卫星广播转换到数字的过程中，先前用于模拟卫星广播的现存天线仍可用。在从模拟卫星广播转换到数字的过程中，若用于模拟卫星广播的现存天线被继续使用，则不必使用新的天线或重新调整天线方向，从而实现从模拟卫星广播到数字的迅速转换。为此原因，当接收数字卫星广播时，很多用户继续使用已用于接收模拟卫星广播的现存天线。
但是，报告了这样的问题，当通过先前用于模拟卫星广播的天线接收数字卫星广播时，尽管被显示的天线电平指示足够的CN比率，还是出现了接收干扰。这一问题的原因被认为如下。
用于接收卫星广播的天线内部配备有用于将12GHz频带接收信号转换为1GHz频带中频信号的转换器。用于接收模拟卫星广播的天线中某些已知的转换器包含大量相位噪声。然而，由于模拟卫星广播通过模拟视频信号的频率调制被发送，确保了高容错度来对抗残留的FM噪声，并因此即使天线配备有包含大量相位噪声的转换器，仍然能够被获得适当的接收。
此时在用于数字卫星广播的8PSK调制中，信号点之间的距离短，并且当相位噪声强时，由解调器错误地判断为相邻码，使得接收特性可能被恶化。因此，若通过最初用于接收模拟卫星广播的天线接收数字卫星广播，则接收干扰可能由转换器中的相位噪声引起。
当由于转换器中相位噪声的有害影响而发生这种接收干扰时，若被显示的天线电平如实反映源于相位噪声的CN比率的恶化，则可以很容易地采取适当的测量。
也就是，如上所述，显示天线电平的一种作用是在出现这样的干扰时搜索接收干扰的原因。因此，当由于例如转换器中相位噪声的某些有害影响而发生接收干扰时，天线电平被确认。此时对噪声的载波电平被降低，从而若如实反映源于相位噪声的CN比率恶化，则被显示为天线电平的CN比率也被降低。并且当天线电平被降低时，看到原因不涉及至少卫星广播接收机或电视接收机且原因来自天线系统接收环境的恶化，由此可以很容易地采取适当的测量。
不过，在噪声如上所述被假定为随机噪声的传统数字卫星广播接收机中，CN比率从IQ平面上信号点的偏差被计算，从而由于相位噪声的CN比率恶化不能被如实反映。
更特别地，在数字卫星广播中测量CN比率的已知方法中，噪声被假定为呈正态分布的随机噪声，但是重叠于实际接收信号上的噪声不只限于随机噪声并可包括如上所述的相位噪声。相位噪声部分地包括频率成分的偏差。
若噪声为符合正态分布的随机噪声，则接收信号点分布于一个真正的圆周形状里，如图9A所示。然而，若一些相位噪声被包括，则接收信号点不分布在一个真正的圆周形状里并以圆周方向分散，如图9B所示(参考文献：IEEE Trans.On Consumer Electronics，Vol.41，No.3，1995年8月，“QAM FORTERRESTRIAL AND CABLE TRANSMISSION”)。因此，若任何相位噪声被包括在接收信号中，按照已知的假定接收信号点分布于一个真正圆周形状里而准备的CN比率转换表不可获得CN比率的准确估计。
于是，在传统的数字卫星广播天线电平显示中，CN比率不能关于相位噪声被如实测量。因此，当由于例如转换器中的相位噪声而出现接收干扰时，被测量的CN比率可能错误地显示为足够的天线电平。所以，造成消费者和制造商二者用于搜索、检查等的花费很大。
发明了一种增加频率偏差噪声为相位噪声的新项目并显示它们的方法。但是，若随机噪声和相位噪声都被显示，则一般的用户被迫使理解这两种噪声的信息且分别处理它们，从而进一步增加了负担。
已知一种方法，通过计数实际误差数量作为指标指示天线电平，以如实表示由接收信号恶化施加在图象质量上的有害影响。不过，若采用这一通过计数误差数量指示天线电平的方法，则引起另一问题，需要用于测量CN比率的时间随着CN比率上升而变长。
图10表示与各个CN比率和每一实例中观察一个误差所需时间相关的误码率。如图10所示，随着CN比率上升误码率变低，从而延长了观察一个误差所需的时间。例如，当CN比率为6dB时，观察一个误差所需时间为1.2msec。但当CN比率升至12dB时，观察一个误差所需时间变为460sec。所以，若采用通过计数误差数量指示天线电平的方法，特别当CN比率更高时测量所需时间更长。
由此，在通过计数误差数量指示天线电平的方法中，随着CN比率的上升需要更长的测量时间，使得调整天线位置同时观察被显示的天线电平变得困难。更特别地，在初始设定中，用户以最大化天线电平同时观察被显示的天线电平的方式调整天线方向。在此例中，期望获得反映天线电平中CN比率所需的时间应在0.5至1秒范围内。进一步地，当天线位置被调整时，由降雨或类似条件的衰减造成的CN比率降低需要在数字卫星广播中被考虑，因而在调整天线电平时尽可能高地设定天线电平是重要的，并且CN比率需要被赋予一个宽的容限直至不可接收状态。但是，在从误码率测量CN比率的系统中，特别当CN比率高时短时间内不可能获得适当的CN比率测量，所以适当的天线方向调整同时观察被指示的天线电平是不可达到的。
【发明内容】
因此本发明的一个目的是提供一种天线电平显示设备、天线电平显示方法和接收装置，能够在卫星广播的接收中显示如实反映任何图象质量恶化的适当的天线电平。
并且本发明的另一个目的是提供一种天线电平显示设备、天线电平显示方法和接收装置，适于当确定天线方向时以足够快的响应显示稳定的天线电平。
按照本发明的第一方面，提供了一种天线电平显示设备，其包括：第一CN比率计算装置，用于基于IQ平面上接收信号映射点的偏差计算CN比率；第二CN比率计算装置，用于基于接收信号误码率计算CN比率；决定装置，用于选择或者由第一CN比率计算装置且基于IQ平面上解调的接收信号映射点的偏差计算的CN比率，或者由第二CN比率计算装置且基于误码率计算的CN比率，作为要显示的天线电平；和显示装置，用于显示由决定装置所选择的CN比率作为天线电平。
按照本发明的第二方面，提供了一种天线电平显示方法，其包括步骤：基于IQ平面上接收信号映射点计算CN比率；基于误码率计算CN比率；选择或者基于IQ平面上接收信号映射点的CN比率或者基于误码率的CN比率作为要显示的天线电平；和显示被选择的CN比率作为天线电平。
而且按照本发明的第三方面，提供了一种接收装置以接收数字电视广播。这一装置包括：解调装置，用于解调数字电视广播的接收信号；第一CN比率计算装置，用于基于IQ平面上解调的接收信号映射点的偏差计算CN比率；第二CN比率计算装置，用于基于解调的接收信号的误码率计算CN比率；决定装置，用于选择或者由第一CN比率计算装置且基于IQ平面上接收信号映射点的偏差计算的CN比率，或者由第二CN比率计算装置且基于误码率计算的CN比率，作为要显示的天线电平；和显示装置，用于显示由决定装置所选择的CN比率作为天线电平。
关于CN比率的检测已知有两种技术。一种是通过按照IQ平面上接收信号映射点偏差的平均值计算CN比率来实现，且另一种是通过按照误码率计算CN比率来实现。在按照IQ平面上接收信号映射点偏差的平均值计算CN比率的前一种情况中，即使在高C/N区域里，CN比率的高精度测量能够被稳定地执行，但是关于随机噪声以外任何未预料噪声的准确估算是不可获得的。此时在按照误码率计算CN比率的后一种情况中，尽管在高C/N区域里响应时间特性差，接收信号的恶化能够被准确地估算，而不论噪声种类。
所以，要显示的CN比率根据按照IQ平面上接收信号映射点偏差的平均值被测量的CN比率和按照误码率被测量的CN比率中被选择性地判断，且随后所选择的一个CN比率被适应地切换到显示。结果，即使由于转换器中某些相位噪声或类似原因的接收环境恶化的情况中，也可能适当显示如实反映接收境况的天线电平。并且在调整天线方向同时观察被显示的天线电平的过程中，天线电平能够以快速响应被稳定地显示。
本发明的以上及其他特征和优点将通过参照说明性附图进行的以下描述变得清楚。
【附图说明】
图1是表示实施本发明的一个数字卫星广播接收装置示例的方框图；
图2是表示实施本发明的一个天线电平显示设备示例的方框图；
图3图解说明了关于信号点偏差和CN比率的一个转换表；
图4图解说明了关于误码率和CN比率的一个转换表；
图5是执行计算显示为天线电平的CN比率的处理程序的流程图；
图6图解说明了关于CN比率和以多个不同调制方式获得的误码率的一个表；
图7图解表示了8PSK中信号点的一个排列；
图8图解说明了一个正态分布中误差的发生；
图9A和9B分别图解表示了随机噪声发生和相位噪声发生的信号点分布情况；和
图10是说明从误码率检测CN比率的示意图。
【具体实施方式】
下文将参照附图详细描述本发明的一些优选实施例。图1表示实施本发明的一个数字卫星广播接收装置的示例。在图1中，例如通过12GHz频带卫星发送的数字卫星广播的无线电波被抛物线天线1接收，且随后被连接到抛物线天线1的转换器2转换为例如1GHz频带的第一中频信号。这一转换器2的输出通过电缆3被提供给调谐器电路4。
一个信道选择信号从微处理器25被提供给调谐器电路4。响应于由此从微处理器25获得的信道选择信号，调谐器电路4自全部接收信号中选择出期望的载频信号，并随后所选择的载频信号被转换为第二中频信号。
中频信号从调谐器电路4被提供给AGC电路5。来自调谐器电路4的中频信号被AGC电路5放大，其中增益被控制以使接收信号电平保持恒定。并且AGC电路5的输出被提供给解调电路6。
解调电路6能够执行BPSK(二进制相移键控)、QPSK(四相移键控)和8PSK(8相移键控)方式的解调。
也就是，在数字卫星广播中，分等级的传输以BPSK、QPSK和8PSK方式被执行。在每符号信息量增加的8PSK方式中，若由于降雨发生衰减则误码率恶化。此时在BPSK或QPSK方式中，虽然每符号信息量减少，不管由降雨引起的衰减误码率不会如此恶化。
在发送器侧，一个TS分组对应地分配给一个时隙，且单个的TS分组映射到48时隙组成的一个帧上。调制方式和编码速率可以分配给每个时隙。并且分配给每个时隙的调制方式种类和编码速率通过TMCC(传输和多路复用结构控制)信号发送。一个超帧被构成为8帧单元，且在每个时隙位置执行交织。
传送流在解调电路6中被解调。解调电路6的输出被提供给维特比解码器7，其随后执行内部码的误差校正。此后维特比解码器7的输出被提供给误差校正器8，其随后执行外部码的误差校正。
更特别地，用于数字卫星广播的误差校正编码系统包括里德-所罗门码(204，188)作为外部码以及Trelice码或卷积码作为内部码。维特比解码器7执行内部码的误差校正，且误差校正器8根据里德-所罗门码(Reed-Solomoncode)执行外部码的误差校正。
误差校正器8的输出被提供给解扰码器9，其中CAS(条件访问系统)控制被执行。
也就是，在有限接收的情况下，传送流被加密。单个信息被存储在IC卡10中，其通过卡接口11被装载。
解扰码器9提供接收的ECM(加密控制消息)和EMM(授权管理消息)的信息，且还有存储于IC卡10中的解扰码密钥数据。在有限接收的情况下，通过使用接收的ECM、EMM和IC卡10的信息，在解扰码器9中执行解扰码。
一个调制解调器12被提供，且帐单信息由电话线路通过调制解调器12发送给节目广播中心。
在解扰码器9中被解扰码的传送流发送给去多路复用器13。
去多路复用器13从所接收的传送流中分离期望的分组流。在分组的报头描述了一个分组标识符(PID)。并且在去多路复用器13中，分组按照PID被分离为期望节目的视频PES(分组基本流)分组、音频PES分组、数据分组、PSI(节目特定信息)分组和SI(特定信息)分组。
期望节目的视频PES分组被发送给视频解码器14，且其音频PES分组被发送给音频解码器15。同时数据分组、PSI分组和SI分组被发送给微处理器25。
视频解码器14从去多路复用器13接收视频PES分组，且随后对符合MPEG(运动图像专家组)2格式的信息进行解码，从而再生视频信号。由此再生的视频信号从输出终端16被输送。
音频解码器15从去多路复用器13接收音频PES分组，且随后将符合MPEG2-AAC(MPEG2高级音频编码)格式的信息解码，从而再生音频信号。由此再生的音频信号从输出终端17被输送。
一个手动输入通过输入键18被给出。这里，输入键18包括例如排列在接收机面板上的各种键和开关。手动输入也能够通过使用红外遥控器20被给出。提供一个光传感器21用于感测从红外遥控器20发射的红外命令信号，并且来自光传感器21的输出信号被发送给微处理器25。
每一设定方式通过显示单元19被执行。显示单元19包括例如安置于面板上的液晶显示器、LED(发光二极管)等。而且来自微处理器25的显示信号被提供给OSD(屏幕显示)电路22，其输出随后由加法器23与视频信号组合。于是，各种设定方式的每一个能够在被接收的图像中显示。
在上述数字卫星广播接收机中，本发明适于通过显示单元19或OSD电路22在屏幕上显示天线电平。
图2图示了实施本发明的一个天线电平显示电路示例。在这一实施例中，根据从IQ平面上接收信号映射点偏差获得的CN比率和根据从误码率获得的CN比率显示天线电平。
在图2中，接收信号通过AGC电路5被输出，并且AGC电路5的输出被提供给解调电路6。解调电路6包括：本地振荡器51、乘法器52A和52B、90°移相器53、低通滤波器54A和54B、A/D转换器55A和55B、以及PSK解调器56。
以上本地振荡器51、乘法器52A、52B和90°移相器53构成一个正交检测电路。AGC电路5的输出被提供给乘法器52A和52B。此时载波信号从本地振荡器51输出。本地振荡器51的输出被提供给乘法器52A而通过90°移相器53被提供给乘法器52B。
乘法器52A将接收信号与从振荡器51获得的载波信号相乘。并且乘法器52B将接收信号与90°相移的载波信号相乘。I轴信号成分和Q轴信号成分分别从乘法器52A和52B获得。乘法器52A和52B的输出被分别提供给低通滤波器54A和54B，其中非期望频带成分被去除。低通滤波器54A和54B的输出被分别提供给A/D转换器55A和55B，其中I轴信号成分和Q轴信号成分被数字化。A/D转换器55A和55B的输出被提供给PSK解调器56。
数字化的I轴和Q轴信号成分由PSK解调器56映射到IQ平面上。并且数字信号从分配给映射信号点的代码被解调。其后由此解调的数字信号作为传送流被输出。
PSK解调器56具有另一功能，即从被解调的I轴和Q轴信号分量中测量信号点偏差的平均值。接收信号点偏差的平均值被从PSK解调器56提供给微处理器25。随后微处理器25从接收信号点偏差的平均值计算CN比率。
也就是，准备了一种测量系统，其能够通过叠加随机噪声产生被调制为期望强度的CN比率的信号。这一测量系统测量从解调电路6中的PSK解调器56获得的IQ平面上信号点偏差的平均值。如图3中所示，根据IQ平面上信号点的偏差测量平均值，画出了关于信号点偏差平均值(CN_Read)和CN比率(CN_reg)的转换表。这一转换表被保留在微处理器25的ROM 61中。
当接收图2中的广播信号时，从接收信号获得的IQ平面上信号点偏差的平均值(CN_Read)被从PSK解调器56提供给微处理器25。如所述的，微处理器25具有包含CN比率(CN_reg)和信号点偏差平均值(CN_Read)的转换表的ROM 61。通过访问ROM 61中的表，计算对应于从接收信号获得的信号点偏差平均值(CN_Read)的CN比率(CN_reg)。
在PSK解调器56中解调的数据被提供给维特比解码器7，其随后通过软判决和最大似然解码来执行内部码的误差校正。维特比解码器7的输出被提供给RS误差校正器8，其随后根据里德-所罗门码来执行外部码的误差校正。
内部码的误差校正之后被解调的数据从维特比解码器7获得，并且其输出被提供给数据发生器57。此后数据发生器57的输出被提供给比较器58。同时，先于误差校正从PSK解调器56获得的解调数据也被提供给比较器58。
在比较器58中，将误差校正前的解调数据与内部码的误差校正之后获得的解调数据相比较，其中任何误码被检测到。而且比较器58的输出被提供给误码计数器59，其中误码被计数，以计算误码率。
在数据发生器57中，从维特比解码器7获得的数据被如此处理以使能够比较预校正数据和已校正数据。更特别地，卷积码作为内部码被加到误差校正前的接收数据上。不过，由于内部码的误差校正在维特比解码器7中执行，任何卷积码不被加在维特比解码器7的输出上。因此，卷积码在数据发生器57中被加上，以使得比较预校正数据和已校正数据。
误码计数器59的输出被提供给微处理器25，其中CN比率按照从误码计数器59的输出获得的被计数的误码数而被计算。
也就是，如前述从接收信号点偏差平均值计算CN比率的情况，准备了一种测量系统，其能够通过重叠随机噪声产生调制到期望CN比率的信号。这一测量系统从误码计数器59的输出测量误码率。因此，如图4所示，画出了关于误码率(BER_Read)和CN比率(CN_BER)的转换表。这一转换表被保留在微处理器25的ROM 62中。
当接收图2中的广播信号时，从接收信号获得的误码率(BER_Read)从误码计数器59中输出。并且误码率(BER_Read)被提供给微处理器25。如所述的，微处理器25具有包含CN比率(CN_BER)到误码率(BER_Read)的转换表的ROM 62。通过访问ROM 62中的转换表，计算对应于接收信号误码率(BER_Read)的CN比率(CN_BER)。
由此，在这一示例中，一个CN比率根据接收信号点偏差的平均值被计算，且另一CN比率根据误码率被计算。于是在微处理器25的判决器63中，根据从接收信号点偏差获得的CN比率还有根据从误码率获得的CN比率，选择更适于接收环境的CN比率。并且由此选择的CN比率作为天线电平被显示在显示单元19(或OSD电路22)。
一般信号环境参照CN比率被判断为好或坏，且因此CN比率用作估计天线电平最可靠的标准。假定包括在接收信号中的噪声种类如所述的为随机噪声，由于噪声符合正态分布，一组接收信号点按照噪声强度的增加放射状延伸于一个真正的圆周形状中。至此照惯例使得半径和CN比率具有1∶1的相互对应，并且画出了关于接收信号点偏差平均值和CN比率的转换表。但是，这一方法前提在于假定信号中噪声是符合正态分布的随机噪声。而且在例如噪声包括某些相位噪声的情况下，被计算的CN比率不能准确反映信号环境。
所以在本实施例中，根据IQ平面上接收信号映射点偏差平均值计算的CN比率，和根据误码率计算的CN比率，二者被选择性地用以显示适当的如实反映信号环境的CN比率。
图5是表示选择性地确定适当的CN比率的处理程序的流程图，该比率作为天线电平被显示，该CN比率的确定基于从IQ平面上接收信号映射点偏差平均值计算的CN比率，还基于从误码率计算的CN比率。在图5的处理程序中，从IQ平面上接收信号映射点偏差获得的CN比率(CN_reg)与从误码率获得的CN比率(CN_BER)相比较，并且其中较小的一个CN比率被用作显示。
在图5中，首先从PSK解调器56获得IQ平面上接收信号映射点偏差的平均值(CN_Read)(步骤ST1)，并且从IQ平面上接收信号映射点偏差获得的CN比率(CN_reg)通过访问ROM61被计算(步骤ST2)。
随后根据误码计数器59的输出获得误码率(BER_Read)(步骤ST3)，且根据误码率的CN比率(CN_BER)通过访问ROM62从误码率(BER_Read)被计算。
其后根据IQ平面上映射信号点偏差平均值(CN_Read)获得的CN比率(CN_reg)与根据误码率(BER_Read)获得的CN比率(CN_BER)相比较(步骤ST5)。
这里认定一般地从信号点偏差平均值获得的CN比率(CN_reg)大致等于从误码率获得的CN比率(CN_BER)。
若在步骤ST5的这一比较结果指示从IQ平面上映射信号点偏差获得的CN比率(CN_reg)等于从误码率获得的CN比率，或者从信号点偏差获得的CN比率(CN_reg)低于从误码率获得的CN比率(CN_BER)，于是选择根据信号点偏差获得的CN比率(CN_reg)被显示(即CN＝CN_reg)(步骤ST6)，并且所选择的CN比率在显示单元19(或OSD电路22)作为天线电平被显示(步骤ST7)。
一般地，根据信号点偏差平均值获得的CN比率(CN_reg)大致等于从误码率获得的CN比率(CN_BER)，从而在步骤ST5做出的决定结果表示从IQ平面上映射信号点偏差获得的CN比率(CN_reg)等于从误码率获得的CN比率(CN_BER)。在此例中，被显示的天线电平由从IQ平面上映射信号点偏差获得的CN比率(CN_reg)来代表。
然而，例如若存在某些随机噪声之外的其他因素诸如相位噪声，可能出现从误码率获得的CN比率(CN_BER)被降低而从IQ平面上映射信号点偏差获得的CN比率(CN_reg)不被如此改变。
在步骤ST5的决定结果表示从误码率获得的CN比率(CN_BER)低于从IQ平面上映射信号点偏差获得的CN比率(CN_reg)的情况下，根据误码率获得的CN比率(CN_BER)被选择为显示(即CN＝CN_BER)(步骤ST8)，并且所选择的CN比率在显示单元19(或OSD电路22)被显示为天线电平(步骤ST7)。
由于上述处理程序，当CN比率是高的以保证快速响应和高分辨率时(即，当误码率低时)，通过使用从IQ平面上映射信号点偏差平均值获得的CN比率(CN_reg)显示天线电平，类似于在已知数字卫星广播接收机中显示天线电平。在图象质量被除随机噪声外的某些其他噪声恶化的情况下，诸如相位噪声，通过从误码率转换获得的CN比率(CN_BER)被显示为反映信号恶化的天线电平。
一般地，误差校正码在校正连续突发噪声比任何随机定时引起的噪声中功能更差。因而，源于突发噪声的瞬间和连续误码具有这样的特性，图象质量恶化比与相同可能性引起的随机噪声相关的更强烈。由此，尽管误码率相同，图象质量恶化依据噪声种类呈现不同。
根据误码率计算CN比率可以通过缩短估计误码率的时间和获得对短时期内连续产生的误码快速响应来进行。
但是，若估计误码率的时间被缩短，当整个CN比率作为一个整体高时CN比率呈现不稳定，所以降低了精确度。更特别地，虽然需要长时间用于测量，如从图10中显而易见，当CN比率高时，其跟随突发误差。因此，若估算误码率的时间被缩短，由于精度变得非常粗略天线电平不能用作参考值。
与之相反，基于IQ平面上映射信号点偏差平均值的CN比率通过测量所有映射信号点被计算，因此在接收机的整个流中获得一组最高比特率的信号点。进一步地，这样的信号点被平均之时，稳定的值可被得到。从而，当CN比率高时，可能实施高精度的CN比率测量。另一方面，在平均过程期间，在突发噪声和随机噪声间进行区分变得不可能。
考虑到以上问题，发明了一种技术，将从IQ平面上映射信号点偏差平均值获得的CN比率用作高稳定性指标，同时将从误码率获得的CN比率用作快速响应指标。
这一方法通过执行图5的流程图被基本实现，其中在步骤ST5的分支处理程序中“CN_reg≤CN_BER”被“CN_reg≤CN_BER+CN_margin”所取代。由于额外提供了CN_margin，根据误码率获得的CN比率(CN_BER)的不稳定性被截取到一定程度成为一个误差(CN_margin)。并且当C/N高时，从IQ平面上映射信号点偏差平均值获得的CN比率(CN_reg)被选择性地使用以得到稳定的天线电平。此时，若基于超过CN_margin的误码率的CN比率(CN_BER)的任何降低能够被读出，则认为出现了突发误差，并因此基于误码率的CN比率(CN_BER)被选择性使用，以使天线电平也能够反映源于突发误差的信号恶化。
在数字卫星广播中，可能通过多路复用多个调制方式诸如BPSK、QPSK和8PSK实现传输。CN比率对误码率的特性按照每一种单个调制方式而不同，且误差校正能够分别在CN比率的不同范围内被执行。
CN比率对误码率的特性典型地是这样的，当CN比率高时，一个无误差状态被持续保持为误码率大致是零的状态，并当CN比率降低到低于一定程度且在一个误差校正码限制之下时，可检测的误码率饱和。所以，在由误码率转换CN比率的过程中，关于误码率和CN比率间关系线性变化的区域有一个限制。
在该数字卫星广播中，很多服务以8PSK方式被传送，同时TMCC数据总是以BPSK方式被传送。由此，8PSK和BPSK两种调制方式主要应用在多数转发器中。
可发明一种改进的方法，其通过选择性切换这样两种调制方式中CN比率和误码率的特性曲线并仅利用所选择的可获得较高线性度的部分计算更高精度的CN比率。
图6表示了BPSK和8PSK两种调制方式中CN比率对误码率的特性，其中曲线B1代表BPSK中误码率和CN比率间的关系，且曲线B2代表8PSK中误码率和CN比率间的关系。如图6所示，当CN比率低时，在BPSK中误码率和CN比率间的关系变得更为线性。并且当CN比率高时，在8PSK中误码率和CN比率间的关系变得更为线性。
因此，当CN比率明显低时，BPSK被选择且其误码率(BER_Read1)被测量。并且根据代表BPSK中误码率和CN比率间关系的曲线B1，从读出的误码率(BER_Read1)计算CN比率(CN_BER1)。
在CN比率逐渐上升并达到其中所计算的CN比率(CN_BER1)超过预定值T2的某一点的情况下，测量误码率被从BPSK切换到8PSK。并且根据代表8PSK中误码率和CN比率间关系的曲线B2，从读出的误码率(BER_Read2)计算CN比率(CN_BER2)。
与之相反，当CN比率明显高时，8PSK被选择且其误码率(BER_Read2)被测量。并且根据代表8PSK中误码率和CN比率间关系的曲线B2，从读出的误码率(BER_Read2)计算CN比率(CN_BER2)。
在CN比率逐渐下降并达到其中所计算的CN比率(CN_BER2)低于预定值T1的某一点的情况下，测量误码率被从8PSK切换到BPSK。并且根据代表BPSK中误码率和CN比率间关系的曲线B1，从读出的误码率(BER_Read1)计算CN比率(CN_BER1)。
由此，仅每一具有较高线性度的部分特性通过切换在两种调制方式中CN比率和误码率的转换表被选择性地利用，因而以较好的特性达到CN比率对误码率的满意检测。并且在CN比率上升的调制切换点T2和CN比率下降的调制切换点T1的每一个达到滞后特性，从而以更高的精度实现更稳定的CN比率转换。
在以上实施例中，通过比较误差校正前的解调数据和由维特比解码器内部码校正后获得的解调数据，并随后计数数据以计算误码率来执行从误码率计算CN比率。不过，误码率可以从外部码的数据被计算。
如所述的，CN比率的检测通过按照IQ平面上接收信号映射点偏差平均值计算CN比率的方法，或者通过按照误码率计算CN比率的方法被实施。在从IQ平面上接收信号映射点偏差计算CN比率的一种情况中，CN比率的高精度测量能够被稳定地达到，甚至在高C/N区域里，但关于随机噪声外的任何其他非预料噪声不可达到准确的估计。同时在从误码率计算CN比率的另一种情况中，尽管在高C/N区域里响应时间特性较差，不论噪声种类，任何接收信号的恶化能够被准确估计。
因此在本发明中，按照关于基于IQ平面上映射信号点偏差的平均值所测量的CN比率，还有基于误码率所测量的CN比率做出的决定结果，选择性地确定要显示的CN比率，并且该结果被适应地切换以显示所选CN比率。所以，即使由于在转换器中某些相位噪声或类似条件下接收环境恶化，仍可能显示如实反映接收环境的适当的天线电平。而且在调整天线方向同时观察天线电平的过程中，稳定的天线电平能够以快速响应被显示。
虽然本发明参照其一些优选实施例在上文被描述，应理解发明不仅限于这些实施例，且本领域的技术人员应该理解，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以对其进行多种其他改变和修正。