调节接收机的动态范围以便连续优化性能功耗比的方法和设备 技术领域
本发明一般涉及射频(RF)接收机，更主要地，涉及优化例如用在蜂窝电话和其它各种类型移动通信设备和终端中的接收机的性能的方法和设备。
背景技术
本专利申请根据35 U.S.C.119(e)要求在2001年12月28日申请的共同未决的临时专利申请60/344,699的优先权。下列缩略语由此进行定义。ADC 模数变换器AM 调幅ASIC 专用集成电路BB 基带BER 误码率BLER 块误码率CDMA 码分多址CPU 中央处理器CRC 循环冗余校验DPCH 专用物理信道DS-CDMA 直接序列CDMADSP 数字信号处理Ec/Io 码功率与带内干扰比率EVM 差错矢量值FDD 频分双工FPGA 现场可编程门阵列IC 集成电路ICP 输入压缩点IF 中频IIP2 二阶输入截取点IIP3 三阶输入截取点IMD2 二阶互调分量IMD3 三阶互调分量ISI 码间干扰LNA 低噪声放大器LO 本机振荡器MDS 最小可探测信号MS 移动站NF 噪音系数QoS 业务质量RX 接收机RF 射频RSS 接收信号强度SIR 信号对干扰比SNR 信噪比TX 发射机VCO 压控振荡器WCDMA 宽带码分多址3G 第3代(蜂窝通信系统)
无线电接收机的动态需要范围通常由系统假定最差事例操作状态的系统规范来定义。可是，在接收机的典型操作中很少遇到最差事例状态。一般来说，接收信号和任何干扰信号的强度取决于距发射机的距离，以及特殊无线信道，包括衰减和其它影响。
大体上在移动终端中的所有无线接收机，例如蜂窝电话和其他各种类型地移动接收机，利用接收机中的一些类型的自动增益控制结构，以便于补偿动态变化的接收状态。利用模拟或者数字增益控制信号调节接收机的总增益到接收信号探测器或者模数转换器(ADC)的期望等级。这些控制信号操纵RF、基带和可能的IF组的增益。该增益典型地根据在接收无线信道上的接收信号强度(RSS)或者ADC输入的总信号强度，利用一些特定的算法来确定。如果在CDMA系统中信道滤波或解扩展的一个部分是在数字域内完成的，则增益控制也可能基于ADC输入的电平。所有这些技术是众所周知的并被应用到许多蜂窝接收机中。
除了增益控制，更多高度发展的控制方法已经被提出用于在动态变化状态下的无线接收。
一般地，在功率消耗和动态范围之间的平衡可以被用于最小化每一时刻的功率消耗。同时，基站应用程序的模块性能从应用模块设计中受益。这些技术常常控制一个或几个接收机块的偏置电流或电源电压。参考图1，也显示了各种不同的在接收机中实现适应性接收的现有技术。这包括调节设备1的偏置电流(图1A)，调节设备1的电源电压(图1B)，旁路一级(图1C)，在各级之间切换(图1D)和可切换的反馈(图1E)。这样功耗能以各种各样的方式被度量，例如象在图1A中那样调节偏置电流，或者象在图1D中那样在并行级之间切换，或者旁路某些特定的也可以减小功率的装置(图1B和1C)。控制装置1可以是在无线接收机中的一个单独的晶体管，放大器，混合器，滤波器或者任何其它的有效的单独组成部分或多个组成部分电路块。
注意这些参考可由，例如，美国专利号：5179724、6026288和5697081，以及WO97/41643，WO00/18023和EP0999649A2得到。
全面的控制一般基于一个或几个测量的参数。这些参数包括接收信号强度(RSS)、信号对干扰比(SIR)(或者它在探测器中的估计值)、在CDMA系统中的Ec/Io(见US5940749，WO00/18023)和在RF、IF或基带上的总功率(见WO97/41643)。同时，干扰信号可通过应用同一电路测量在单独时刻的邻近信道作为接收信号来进行估计(见EP0999649A2)。互调可通过切换可控制的衰减器到信号路径被独立的估计(参见，例如US5907798，US5909645，US6052566和US5697081)。并且，在接收和发送同时发生的这些例子中已知的发射功率可以被用于接收机的功率调节(参见，例如US5815821，WO99/45653和WO00/18023)。
但是，所以这些通常的技术均显示了一个弱点，即需要精确估计接收信号以及总干扰电平。尤其是，控制的根据是一些固定的阈值，即把接收信号和干扰都归类为“弱”或“强”。
在蜂窝通信系统中的一个标准需求是测量RSS。但是，RSS值仅仅在一定的准确度上描述了接收无线信号(例如在信道频段上)的等级。也可以利用众所周知的数字技术估计在所关心频段上的SIR值，并且SIR值的估计目前在一些无线系统中是需要测量的，就比如3G CDMA系统。不幸的是，总干扰从几个源中出现，这使得基于传统数字算法来区分彼此是非常困难或者几乎不可能的，尤其是这些算法，它们的复杂程度使得在移动站中利用其本地的计算资源来执行是不合理的。例如，CDMA系统的干扰源至少包括：来自同一基站其它码信道的干扰；来自其它邻近基站同一频率上的其它码信道的干扰；人为干扰信号的干扰；所关心频段上的热噪声；还有由接收机本身的RF电路引起的附加噪声和干扰。
最后一个因素，也就是，由RF接收电路引起的附加噪声，至少包括接收机的至少一个噪音系数(NF)，应归于接收机内的振荡器的互调和相位噪声的附加的干扰，应归于码间干扰(ISI)的附加的噪声以及，在数字无线系统中的量化噪声。所有这些在无线接收中是众所周知的现象。
在全双工系统中，当接收和发送同时发生(例如CDMA系统)，进入接收机的发射信号不希望的泄漏也能引起问题。同时，一些接收机的体系结构具有它们本身的独特带来附加的干扰的问题，例如在直接转换接收机中的AM-失真。
无论如何，已经意识到没有智能逻辑几乎不可能分离这些不同的干扰源并判定它们和SIR的关系。结果，传统的无线接收机被设计在最差情况状态下并且总是在最大可能性能(和功耗)等级上进行操作。
以上已经注意到，在传统的无线接收机中，众所周知要调节根据RSS的增益或ADC输入的信号电平。因为当应用增益控制时，接收参数在操作期间通常改变，通常功耗根据特定的参数例如依照最差情况的噪音系数(NF)得到优化。因为总干扰不能在每个时刻被预知，附加的峰值储备(headroom)在通常操作状态下必须是可用的。实际说来，在所有的蜂窝系统中均需要增益控制来扩展接收机输入的所需信道的信号范围。但是，增益控制中的变化通常不意味着接收机的功耗因此被调整。
增益和其它接收机参数通常用基于在预选滤波器或者一些其它的滤波器级后的RSS值和总干扰来控制。因此，判决基于的逻辑，不能指示带外干扰是否由于互调而混淆所关心频段信号。因而带外干扰被滤出接收链以便于它们仅会由于互调、增益压缩或降低灵敏度，例如升高接收机电路的噪音电平或噪音最低限度而降低性能。因此，估计的基础是和所关心RF频段内的干扰没有直接联系的信息。因为逻辑判决典型地只基于阈值，因此只能给出接收环境的粗糙的近似值，所以结果是某一个接收机参数可能被设定在超出特定接收环境中需要的等级。
仅在特定有限的几个例子中干扰可以被以合理的精度预先设定。例如，当一些已知的干扰(一般由TX泄漏引起)存在于系统中时，接收机的线性可以通过附加电流增加。在这种情况下，逻辑只能对非常有限的几种状态起作用，并且通常，接收机的性能比实际需要的得到更大的改善。
在传统的方法中，干扰信号是用和真实的接收信号路径相同的接收信号路径测量的，但是在不同的时刻。例如，在GSM中，对能被测量的其它无线信道进行强制测量，并且它们的值可能被用在控制逻辑中。由于作为信号功率函数，不同的不理想信号的斜率不同，在信号路径上可切换的衰减器也能被用于估计互调和其它所关心频段内的干扰源之间的比率。
两种或多种在前技术的合并已经为接收机控制目的被用在现有技术中。
也应注意到代替绝对的信号电平(例如，RSS值或者在一些节点的总功率)，SIR值，或者SNR值，或者，在CDMA系统中，Ec/Io值也被用于接收机控制逻辑。
发明内容
依照目前的优选实施例的技术，前述的和其它的问题被克服，其它的优点被实现。
本发明描述了控制无线接收机动态范围的一种设备、一种方法和一种算法。该算法运用信号监控电路，它能同时测量应归于落在所关心频段内的来自通过接收电路的预选(频段选择)滤波器的所有无线电信道的互调的总功率。除了互调分量外，该算法利用接收信号强度(RSS)和通过预选滤波器的总接收功率来判决接收机需要的接收参数。其它可提供的参数，例如发射功率等级，也可以被应用。在被计算的参数的基础上，该算法优化功率供应电流和其它可控制的接收块参数以便于在消耗功率供应电流是最小量时，需要的性能可以保持在动态状态下。
本发明提供了监控电路和相关的在几个参数基础上控制无线接收机动态范围的逻辑，这样使得持续优化接收参数成为可能，例如，依照最小需要功耗得到所需服务质量(QoS)。因为由不同干扰源引起的大量干扰可以彼此区分出来，所以可以精确地完成接收机性能的优化。完全的接收频谱经过预选滤波器(带宽滤波器)，和/或LNA，被监控电路探测到，并且任何落到接收频带内的互调均被从模块化信号中分离出来。如果探测能做得比需要的控制范围要求得快，探测器可以即刻降低功率以使平均功耗减少。
这些教导能使落在所关心RF频带内的各种不同类型的干扰彼此分离出来。测量可以与正常信号接收同时被连续地执行，不会干扰正常信号接收。例如如果不需要快速、实时控制，则测量也可以在信号接收期间的某一时刻不连续地完成。当对于探测器的输入是宽带时，所有的干扰信号可以被同时探测出来。但是，窄带信号处理更适宜在探测器之后被使用，以便保存功率。
根据这些教导，无线接收机大体上可以被编程为以最小需要功耗实时操作，并且更进一步，当功耗优化时，附加的峰值储备可以减少。
与在那些被检测信号的SIR或者SNR需要变化的例子中RSS值(或某个其它的参数)的使用相比，这些教导也可能改变噪声系数(NF)性能。这样的例子可以是例如在语音和数据之间的不同的数据率和质量需求(BER或者BLER)。在电池电量很低而要延长通话时间或者待机时间的情况下，如果允许，这些教导也可以降低服务质量(QoS)。
在CDMA系统中，容量受噪音和干扰的限制，也受限于所关心RF频带内的其它发射信道。为了得到需要的性能，可能在噪声、干扰和其它码信道之间平衡。
这些教导的应用也使得接收机在制造时以简单的方法调节来符合特定RF标准成为可能，甚至在设备测试失败的情况中。电路产生可能的问题的证明，并通过以合适的方式调节接收机不同模块的电流，性能可自动调节到符合RF标准。
要注意本发明的这些教导远远超过了基于一个或几个测量而在一个或者几个接收机块中简单的功耗控制。本发明更具体而言涉及一种无线接收机的控制方法，而不仅仅是一种控制接收机中任何有效电路功耗的电路技术。本发明的一个重要方面包括一种在基于接收的信号强度测量和测量的干扰的自适应方式中，在由于大信号(互调和阻塞)引起的噪声系数、干扰，以及其它不理想信号接收情况和事件之间，为接收机的内部噪音和失真分配可利用的峰值储备的方法。本发明还提供了一种方法，能应用来自不同类型干扰的信息，并将它们适应性地合并起来以优化接收机对目前接收RF频带的性能(关于功耗)。本发明使用一个特定的信号监控电路，能将引起所关心RF频带内的互调音调的输入信号与其它块信号分离，并运用逻辑，它能够通过改变信号监控电路的输入信号带宽估计本地振荡器的相位噪声规格。
这样这些教导提供了一种操作无线频率(RF)接收机的方法，在RF接收机操作期间，该方法通过如下步骤执行：周期地确定现有的接收机操作状态；至少部分基于测定的现有的RF接收机操作状态判决RF接收机性能需要；并依照所确定的RF接收机的性能需要，和依照至少一个RF接收机的作为一个整体的行为模型和RF接收机的各个功能块，在RF接收机功能块之间分配功耗。该方法也可以监测作为结果的RF接收机信号质量来判断功耗分配是否已经得到了一个优化功耗分配的结果。
还公开了一种通信装置，例如包括RF接收机的蜂窝电话或个人通信器。该装置进一步包括在RF接收机操作时可操作的监控电路，用于周期地确定现有的RF接收机操作状态，以及至少部分基于所确定的现有的接收机操作状态判断RF接收机性能需求。该装置进一步包括功率控制电路，依照所确定的现有的接收机的性能需要，和依照至少一个的RF接收机的作为整体的行为模型和RF接收机的各个功能块，在RF接收机功能块之间分配功耗。
监控电路测量干扰信号并判断由于互调和阻塞至少其中之一所引起的接收信号失真，同时也测量接收信号以及RF接收机分开时收发信机的内部状况中至少一个。
监控电路对RF接收机的RF、IF和BB部分至少其中一个的接收信号实行监控，这里对于在BB的接收信号的监控可以包括对RSS、SIR、Ec/Io、BER和BLER中至少一个的测量。
在目前的优选实施例中，监控电路进行操作以便确定下述至少其中一个：RF接收机的增益，RF接收机增益的修正值，RF接收机的噪音系数，RF接收机的三阶输入截取点，RF接收机的二阶输入截取点，RF接收机的输入压缩点，RF接收机的相位噪声。
功率控制电路对作为结果的RF接收机信号质量做出反应，以判断分配的功耗是否是功耗的优化分配，并按以下至少其中之一操作：改变偏置电流和供电电压中的至少一个，通过旁路至少一级，通过在各级间切换和通过改变反馈。
附图说明
这些教导上述的和其它的方面在下面结合附图对优选实施例的详细描述中更为明显，其中：
图1A-1E，共同称作图1，分别显示了现有技术通过调节偏置电流，调节功率供应电压，旁路一级，在各级之间切换和利用可变化的反馈完成接收机中的自适应性；
图2是说明了在接收机系统中，当性能由(a)互调和(b)阻塞支配时的最小可探测信号(灵敏度)的曲线图，X轴代表互调或者阻塞功率。
图3A说明了在具有12个无线信道的CDMA系统中阻塞信号的影响和信道引起阻塞的可能；而3B显示了在具有12个无线信道的CDMA系统中互调的影响和信道由于互调引起干扰的可能；在两个例子中，接收信道被假定为位于最低频带，潜在的干扰信号以实黑体表示，其它信道以白色表示；
图4是根据本发明说明接收机操作控制原理的逻辑流程图；
图5是根据本发明的包括控制逻辑的自适应性接收机的框图，其中直接变换接收机系统是举例说明而不是作为限制；
图6是说明了监控总功率、互调功率和RF载波附近的功率的算法的逻辑流程图；
图7是说明了计算接收机性能需求算法的逻辑流程图；
图8是说明了线性和抛物线方程的接收机IC的最大噪音系数，其中参数k＝0.5用在线性模型中，m＝0.1用在抛物线模型中；
图9A-9E，共同称作图9，分别说明以某些接收机参数作为功耗函数的行为模型：特定增益，噪音系数，IIP3，带有过程变化(虚线)的噪音系数以及不同阻塞信号等级的噪音系数。
图10A-10C，共同称作图10，说明从NF和IIP3观点看的功耗需求，例如A、B和C，其中需要的功耗可以选择符合两个状态所需要的最小值；
图11A-11L，共同称作图11，说明在图4所示的算法执行期间或者在根据算法将测量映射到接收机控制的查找表的生成期间解答的几个数学公式；
图12是说明了IIP3规格作为IMD3源功率为不同RSS等级函数的例子的曲线图，其中在计算中应用了抛物线噪音系数模型；
图13是说明了IIP2规格作为IMD2源功率为不同RSS等级函数的例子的曲线图，其中在计算中应用了抛物线噪音系数模型；
图14是说明了优选实施例中形成图5所示的信号监控块的一部分的互调探测器的电路图；
图15A是说明动态调节接收机技术的逻辑流程图；
图15B是接收机系统经历根据图15A的逻辑流程图动态调节下的状态转换图。
具体实施方式
依照本发明教导的一个方面，能在所关心RF频带内被混叠的的互调分量可以从其它干扰源中分离出来。目前优选算法估计从其它干扰源中分离出来的互调在系统性能中的影响。这可通过利用一种能探测出来自其它干扰信号的成分的电路来得到。在优选实施例中，这个电路是由Pauli Seppinen、Aarno Prssinen和Mikael Gustafsson设计的，“Intermodulation Detector for a Radio Receiver(用于无线接收机的互调探测器)”，美国专利申请序列号为10/034643，在相同日期提出的申请，在这里一起作为参考，尽管所述电路不限于仅有这种特定的电路。
在许多情况中，接收机或者接收机中一个特定块的功耗是被在系统规范中固有的第3级非线性引起的互调所支配的。但是，这种情况很少出现在实际实施例中，尽管在系统规范(在最差情况状态下定义的)中给出了关于三阶输入截取点(IIP3)相对严格的要求。因此，在最多的操作状态下，接收机性能超出了实际所需要的。
压缩和灵敏度降低是无线接收中和大的信号环境有关的另外的参数。但是，它们的后果从系统的观点来看是不同的。压缩和灵敏度降低原因在于一个单独的大的阻塞信号或者总信号功率经过一个非线性设备。一般地，压缩降低了电路的增益，而灵敏度降低增加了电路噪音。因此，在阻塞情况下，两种影响均降低了动态范围。另一方面，互调(IIP3)将来自其它无线信道的不希望的信号带到了所关心频段。这个影响比阻塞引起的后果更严重，因为与阻塞相比，更小的信号电平能引起接收机性能不可接受的降级。已经估计到，在某些例子中，要引起灵敏度同样的降级，阻塞功率要比互调功率大15dB以上。图2说明了这种区别，显示了当性能由(a)互调、(b)阻塞支配时系统的最小可探测信号(灵敏度)。X轴代表互调或者阻塞功率。
但是，互调需要一些频率的某些合并，f(RF)＝2(f(D1)-f(D2))，这里f(RF)是期望信号的频率，f(D1)和f(D2)是两个不期望的引起失真的信号的频率，而阻塞可以由通过预选滤波器的任何信号或者合并信号引起，如图3所示。更明确地，图3A说明了在具有12个无线信道的CDMA系统中阻塞信号的影响和潜在的引起阻塞的信道；而3B显示了在具有12个无线信道的CDMA系统中互调的影响和潜在的由于互调引起干扰的信道。在这两个例子中，接收信道均位于最低频带，潜在干扰信号被用实心黑色标记出来，其它的信道用白色标记。
因此，可以认识到，如果决定仅仅基于前述的两个参数其中之一，从系统观点来看，由于不同的影响，性能不可能被唯一地优化。也应当认识到，尽管至少在理论上压缩和互调存在一定的联系，但是两种非线性现象可以由接收机中不同的装置来控制。因此，在阻塞和互调之间的联系也依赖于电路布局，因此最佳性能优选地被估计。
因为互调功率可以利用本发明的教导从阻塞功率中分离出来，所以就可能当存在相对大的阻塞的任何时候在接收机中利用比较小的电流，但是在接收机输入端的频率合并不能在所关心的RF频带中产生互调影响。
内部优化最好用每个接收机块的行为模型来完成，然后总的接收机性能从分离的各个接收机块的模型来测定。下面讨论目前的优选行为模型。
应注意到，接收机性能模型也可以从整个接收机的模拟的或者测量的结果来定义。
本发明的教导适合一种无线接收机的控制方法，其使用至少一个在RF、IF或者模拟基带，或者数字IF或基带的信号监控电路，它能够分离不同类型的干扰，其利用在数字基带测得的结果，还有根据测量结果和已知的系统情况计算接收机参数的逻辑，定义在接收机块之间最佳功率分配以使用接收机和/或各个块的行为模型来达到需要的接收机参数的逻辑，以及用于使用例如诸如图1中所示的那些技术来调节接收机用不同块的功耗的控制逻辑。整体控制方法如图4所示，根据本发明的自适应接收机的框图见图5。当直接转换接收机技术用在图5所示的例子中时，本发明的教导不仅仅用在直接转换结构中；产生一个或更多中频(IF)的系统也可以应用本发明的教导，例如超外差式收音机或者其它地接收机结构。节点N1、N2、N3和N4是潜在的节点的例子，来自这些节点的信号由信号监控块10监控，不能在限制的意义上来看。在最简单的形式中，只需要一个测量节点，目前优选的实现模式是在低噪声放大器(LNA)12和下变换混频器14之间的节点N2在RF做测量。图5中的接收机包括同相(I)和正交(Q)信道，为了简化只显示了被控制的Q信道块。但是，对于本领域技术人员很明显地知道，I信道和Q信道都可以以同样的方式进行控制。同时，监控电路10可以和一个信道或者同时和两个信道相连。在图5中，为了更清楚，RX性能控制逻辑20，RX块控制逻辑22和行为模型24被以分开的块画出来。但是，它们全部都可以被以实用的方式合并在一个公共的逻辑块中。除了可以将互调从阻塞中分离出来的信号监控电路10之外，三个块20、22和24用于实现本发明的教导。在目前的优选实施例中，互调探测电路可参考由Pauli Seppinen、Aarmo Prssinen和Mikael Gustafsson设计的，“IntermodulationDetector for a Radio Receiver(用于无线接收机的互调探测器)”，美国专利申请序列号为10/034643，在相同日期提出的申请，在这里一起全部作为参考。该电路的概况在下面结合图14进行描述。
为了完整，图5还显示了接收天线4，输入带通(预选)滤波器6和供给LNA12的不平衡变压器8。下变换混频器14接收它们的来自本机振荡器(LO)的混合频率，包含一个合成器30，压控振荡器32，缓冲器34，二分频块36，另外的缓冲器38。下变换混频器15的输出被提供给可变增益放大器15，低通滤波器16，第二可变增益放大器17，模数变换器ADC18，基带低通滤波器19和信道解码器28。一个基带(BB)系统测量块(RSS，SIR等)26产生一个被提供给RX性能控制逻辑20的输出信号，和信号监控块10的输出合并。RX性能控制逻辑块20为NF，Av，IIP3，ICP，Nph和可能的其它控制产生数值，并输出这些值给RX控制逻辑块22。RX控制逻辑块22和行为模型块24的输出协同合作地依次控制不同的接收机块。
图4中各个处理块的操作现在将加以描述。最好，但不是必要地，控制过程在无线接收时的一个时隙中被执行一次。
本方法开始于步骤A，在步骤B和C本方法监控干扰信号并测量接收到的信号。尤其是，在步骤B，信号可以在RF、在IF(如果接收机具有中频)和/或在BB被监控。在本文中信号监控是指所有可能的可以在信号选择滤波之前完成的信号监控技术。监测不期望信号的优选节点是在RF混频器14之前(对于具有宽带IF处理的系统也可以在混频器的输出处)。这样定位被优选的原因有两个。第一，前面的由LNA12进行的RF放大减轻了对监控电路10的增益需求，但没有较大地限制可能的干扰的频带。第二，在RF混频器14之后，频带典型地由块16用直接转换结构滤波，这样减轻了对基带块的线性要求。因此，在低通滤波操作之后的宽带功率探测变得不可能。在超外差结构中，明显的频带限制发生在IF(如果有几个中频则是指第一个IF)。因此超外差式接收机中的测量最好在第一个IF滤波之前完成以便为RF优化得到具有最好灵敏度的可靠的结果。
模拟信号监控可以由一个或者几个不同的监控电路来完成，并且分离的监控电路能被用于监控各种不同类型的干扰。例如，互调和总功率可以有不同的监控电路。但是，为在实现时最小化电流和硅区域，优选模式如下面。一个监控电路(信号监控块10)和RF混频器14的输入相连接，被用于利用模式之间的简单配置步骤而测量总功率和互调。因此，这两种测量不能同时进行，但是假定模式之间的切换可以做得足够快以至于在变动的信号状态下，测量都可以以充分精度来完成。需要的模式间的切换可以按照图6最佳的完成。到基带信号的下变换在算法描述中没有显示。可以选择也测量阻塞信号频率和所关心频率的差值。这种选择可被用在调节LO信号路径功率(VCO32，分频器36等)，象在后面将要讨论的。在图6中，参数Ptot和IMDtot分别表示在监控电路10的输入端的总功率和由于互调引起的干扰功率。Ptot-LOW表示一个阈值，在此值之下，干扰功率等级对系统性能是可忽略的。这个等级是基于功率探测器的灵敏度和所用的算法进行定义的。功率Pnw表示在监控电路10的输入带宽减小到由f(nw)所给定的带宽之后，接近接收载频的总功率。下面将进一步描述对RF载频附近减小的带宽的测量的使用。
在步骤C，算法测量在BB的接收信号。不同的描述无线链路的参数，例如RSS或SIR，可以用数字信号处理来定义。许多蜂窝系统需要作某些一定精度的测量。定义在数字基带和用在本发明中的参数可以用传统的数字技术得到。在本方法中，接收信号强度(RSS)是优选的强制参数，而SIR或者事实上它的估计值在估计性能变化时，是有用于的可选参数。由于自适应性，这是正确的。Ec/Io是关于CDMA系统的参数，描述对比于其它码信道和所关心RF信道内干扰的大量信号的功率。误码率(BER)或者块误码率(BLER)，如果系统中可以提供，也可以被用在本方法中。但是，用这些参数只能估计接收情况的长期变化，因此在大多数实例中它们是不实用的。而且，系统中还可能提供其它的参数。除了RSS之外，所有其它的参数都可以被算法选用，但它们的一般用途是提高了结果的准确性。
在步骤D，本方法计算接收机性能需求。达到此目的的目前的优选算法如图7所示。首先完成对在信号监控电路(或者信号是否在某一阈值之上)中是否存在任何可测量的信号的估计。如果没有观察到干扰，则接收机的噪音系数被利用一个比最小需要NF小或不留余量的值进行计算。噪音系数的计算将在下面进一步详细说明。接着IIP3、ICP、Nph和可能的其它的和大干扰相联系的接收机参数的要求被设定为符合最小可测量干扰信号等级要求的值。
当大干扰信号存在时，噪音系数要求被计算，以便接收机内部噪音在信号对干扰比(SIR)中仅仅预留了额外的峰值储备的一部分，可接受的干扰的其它部分可以由IIP3、ICP或其它的接收机不理想特征来引起。NF、IIP3和ICP要求可按如下所示的计算。在直接转换接收机中，二阶输入截取点(IIP2)也是重要的。对于IIP2的要求也可以这样计算。但是由于完全不同的调节机制，IIP2要求被独立地处理。如果IIP3和ICP要求比目前接收机可得到的最大值(IIP3_max和ICP_max)高，可能减少噪音系数要求，因此，增加了在内部噪声和最大可接受干扰间的余量。
对本机振荡器LO(或者依靠接收机结构的LO)的相位噪声(Nph)要求可以基于总功率(Ptot)和/或接近RF载波的不期望功率(Pnw)来计算。对于调制信道的接收的相位噪声(Nph)有一特定的可接受最大值，这是当大干扰不存在时的限定值。但是，以Ptot或Pnw的函数计算本机振荡器和在本机振荡器和混频器14LO端口之间的其它电路(分频器36，缓冲器38等)的相位噪声是可能的。因为相位噪声是功耗的函数，接收机的总功耗可根据相位噪声要求来调整。当相位噪声需求作为接收信道和干扰信号间的频率的距离函数而减少时，通过测量附近的干扰Pnw，可以提高算法的精度。相位噪声的计算可以不依赖IIP3和ICP特性来完成，因此它们的顺序可以改变。但是两个参数都增加了干扰，这样当第一需求定义时，一些峰值储备将保留给其它的参数。
NF、IIP3、ICP、IIP2和Nph的计算可根据下面给的例子来完成。但是，这些计算只应当被看作是目前的优选最佳操作模式，因为可能产生其它的数学公式在系统内产生相同或者相似的信息。同时，也可以指定其它的接收机参数，虽然所描述的那些相信是最重要的。
自适应系统的系统规范最好对每种接收状态分开定义。那些能被用在这些场合的参数是，例如，接收信号强度(RSS)，在接收机输入的总功率(Pblock＝Ptot)和引起三阶互调(PIMD3，source)的功率。在CDMA系统接收频带的其它码信道的信息也是有用的。
接下来是对根据图4所示的算法完成的各种计算的更详细描述。图6和7中所示的算法是图4中算法的组成部分。同时参考图11。NF
根据图11A中的表达式，最大噪音系数(NF)可对每个输入电平定义，这里NFRX是在天线4连接器处的接收机噪音系数；SNRmin是用于检测的最小需要信噪比，NTH是所关心频带内热噪声，也就是，NTH＝10*log(kTB)＝174dBm/Hz+10*log(B)。B是接收信道带宽。所有数字用分贝给出。用于系统在一个灵敏级的最大噪声系数能够通过设置灵敏度作为RSS而计算出。在接收机的LNA12(或IC)之前丢失的分量在计算IC所需时被考虑。通常，这部分损失由预选滤波器6或双重滤波器控制。因此，IC NF需求能够由图11B示出的表达式所给出，其中Lduplex模仿天线4的连接器与IC之间的总损耗，IC包括图4示出的电路。
在一个无线系统中，当输入信号在灵敏度电平时，通常只有特定的噪声是引起对信号的干扰的参数。因此NFIC+NTH和NFRX+NTH应当被看作在所关心频带中(DTOT)最大的干扰电平，包括CDMA系统中接收机块的噪声和失真以及来自其他编码信道的干扰。NF典型地只在敏感级附近控制性能。可以规定在较高的信号电平上较少以便允许为通常控制性能的非线性和其他失真留有一定的峰值储备。当指明其他参数时，能够使用这个峰值储备。因此，在IC输入的对于NF规定的一个线性或抛物线方程式能够计算出来。图11C示出一个线性函数的例子，其中MDS是最小可探测信号(灵敏度)，NFIC，MDS是在灵敏级上的专有的噪声系数，k是规定的斜率，它可以由系统的设计者确定。所有的数字都用分贝表示。不考虑频带的干扰，一个典型的系统规定需要在接收信号高于灵敏度门限值3dB时被确定。为了不干扰所述规定，图11C中公式中参数需减去3dB。低于这一点噪声可被认为是恒定的并且等式不是连续的。
避免这个问题的一个双曲线函数能够容易地被确定，并且更加接近地类似于不同增益控制值的典型接收机电路的特性。然而，实现起来算法很难，很消耗能量。那么规格可以根据图11D所示的等式给出，其中参数m可由设计者进行选择。WCDMA系统中的最大噪声(和失真)等级，和RSS函数的两个数学模型在图8中示出。其他类型的无线系统也可以按照类似的方法计算。IIP3
最大三阶输入截取点(IIP3)能够从噪声系数和总的可接受的干扰中被确定。总的干扰能够根据图11E的等式中得出，其中，RIMD3，in是涉及接收机输入的三阶干扰。NF和PIMD3，in都是RSS的函数。最大可接受总干扰由RSS和接收时为满足当前信号质量的需求而所需的最小信噪比(SNRmin)所决定，如图11F的等式所示。因此，三阶干扰的最大值可由图11G的等式表示。
IIP3的规格可由图11H的等式计算出来，其中PIMD3，source是输入端的由三阶互调引起失真的功率。抛物线函数给出的不同的信号强度(RSS)的用于噪声系数特性的IIP3规格如图12所示。
如果存在一些潜在的不理想的信号环境，则为它们保留一定量的峰值储备，如图11G的表达式所示的。因此，应当认为，在相同的方式下使用如例子中的NF和IIP3等两个以上的参数是能够实现最优化的。IIP2
与IIP3类似的模式也可以确定IIP2。然而，确定振幅包络或包络失真的量都比确定互调功率更难做到。如果假设IIP2的状态由一个包括不恒定的包络的调制信道所决定，则虚拟源功率(PIMD2，source)由图11I所示的等式所确定，其中Pblock是失真(例如在调制信道中)的平均功率，ΔPAM是用dBc给出的信号中的幅度调制功率的相关量，Poutband是在信号乘方期间混淆带外的功率。因此，Poutband在二阶失真情况下近似为3dB。当为接收机规定一些失真参数时，它们之间的关系也应当被确定，就象早先在噪声和IMD3失真之间完成的那样。在二阶失真的情况下，最好是超规定(overspecify)参数，以便为其他参数保存峰值储备。当然，只有当参数被至少在某种程度上单独定义并且只有当最大需求是可行的时，这才能够实现。在这里通过确定相当于输入的最大包络失真来完成，如图11J的等式所示，其中DTOT是前面定义过的总的干扰，ΔPIMD2是用dB表示的差值。如果差值被设置为例如10dB，则二阶互调失真能够仅仅是总量的10％。这种情况下，相关的小的峰值储备就可以在实现中留给其他参数。IIP2的规格因此可以由图11k的等式给出。作为IMD2源功率的一个函数，图13所示的IIP2的形态与图12的IIP3相类似。在此举例中可选参数为：ΔPIMD2＝10dB，ΔPAM＝10dB，Poutband＝3dB。ICP
输入压缩点(ICP)在接收机电路中与其他的非线性因素有关，并且一个最简化的分析得出一个理论结果，仅当一个非线性信号在一个有效的电路中运作时，ICP比IIP3低9.6dB。然而，在实践中射频电路中典型地差值在5到15dB之间。IIP3和ICP引起信号恶化的机制是不同的，因此分离它们是所期望的。ICP的需求可以单独地进行计算，并根据逻辑能够估计出是否IIP3和ICP设置接收机性能的更严格需求，并且从而调整接收机。
由当前的一个大的阻塞者(blocker)(Pblock或测得的Ptot)引起的增益的压缩能够用干扰功率的函数来确定，例如AV(Pblock)，其中，AV是接收机的增益。由于增益的压缩与接收机消耗的功率有关，所以阻塞功率(例如测得的总功率)能够直接被用来计算接收机需要消耗的功率使得调节接收机的不同的块干扰阻塞来满足这个规格。
在有效电路中当前的一个大的阻塞信号也增加噪声。因此，电路的噪声系数是总功率的一个函数。然而，在效果变得显著之前需要相对较大的信号等级。如同前面所示，通过对阻塞信号的分析，计算噪音系数规格是可以实现的，即NFRX是RSS和Pblock的函数，NFRX(RSS，Pblock)。其他参数比如IIP3根据更严格需求计算的。另一种选择是计算由阻塞者引起的附加噪声，然后将它和其他干扰比较。在这种情况下，可以与接收的信号(RSS)相比的总干扰DTOT能通过图11L的等式表达，其中NRX(Pblock)是来自阻碍信号的附加噪声。相位噪声
通过接收的信号强度，还有总的阻塞功率(Pblock＝Ptot)和/或在所关心载波频带(Pnw)附近的测量的干扰功率等级，可以计算出相位噪声规格。最大可接受的相位噪声Nph，max依赖于信道解调的需求。这个需求比起当相位噪声与所关心载频附近的一个较大的干扰混合时的状况要明显的放宽。在后一种情况中，相位噪声的一部分在所关心的频带上混叠，因此更加使接收恶化。这个需求在一些无线系统中从实现的角度来看是最严格的一种，因此对于功率消耗是很关键的。因此该相位噪声需求应当优选地输入到接收机功率消耗最佳逻辑中，这时它被定义为阻塞功率的一个函数，即Nph(RSS，Nph，min，Pblock和/或Pnw)。如果接收载波和一个大的不希望出现的干扰之间的距离是未知时，则最好为相位噪声保留一定的峰值储备。
现在详细地讲述接收机行为模型24。所需的性能参数已经被使用逻辑映射在接收机性能中。因此，接收机的性能参数在整个可操作范围内应当作为电流消耗的一个函数而被确定。首先，分别为每个独立的接收块确定所需参数和换算可能性。然后通过结合不同的块来确定总的性能。每个单独块的参数既可以通过仿真得出也可以通过测量得出，而不同块的结合可以通过仿真，计算，或测量完成。以上所有方法通常是已知的技术。然而大量的参数使系统最优化非常困难，因而最好有另一种不同的技术来实现最优化。这个行为模型对于实现用于同一系统并且事先定义的所有设备(接收机)是类似的，或者它可以在制作或者操作期间单独为每个设备而进行修改，以便从系统的角度来看还考虑到过程变化等来优化性能。这个行为模型潜在地有大量的不同选择供实施，并且这些选择都可以通过本发明的教导而实现。因此现在仅对接收机的一个相对简单的行为模型进行描述，其也是一个当前的优选实施例。这个优选模型是对整个接收机而言的。然而这个行为模型能在多个接收机功能块之间被分割，并且分配功率消耗的逻辑还可包括一个用于内部最优化的算法。因此，图4中标有E和F的两个块之间的边界应当被视为是灵活的。
图9A-9E，通称为图9，示出了作为功率消耗的函数的某些接收机参数的行为模型：特定的增益，噪声系数，IIP3，过程变化(虚线)下的噪声系数以及不同阻塞信号等级下的噪声系数。既不用对前面给出的所有参数进行说明，也不需要用绝对值描述行为。功率消耗与特定参数之间的关系应当是本领域技术人员已知和理解的。代替整个接收机，性能参数也能够描述一个单独块或一组接收机块。实施中的过程变化的效果在图9D中示出。如果校验或验证没有进行(图4中步骤H)，则算法最好为每个参数假设最坏的情况。如果作为一个特定的参数的函数的实际性能可以被确定或校准，则特定的设备(接收机)的实际值能够被使用。图9E示出作为在三个不同的阻塞等级下功率消耗的函数的噪声系数。使用这种模型，接收机的噪声系数(NF)在一个阻塞信号的存在中被优化。
在不同的接收块之间分配功率的逻辑块22既能够对整个接收机使用行为模型，又能例如对信号路径和LO路径分别使用行为模型，还能够为每个接收机块单独使用行为模型。也可以将这些结合起来使用。在第一种情况中，逻辑块22根据现有接收条件为所需的性能参数确定最小需要的功率。图10示出了三个不同情况下的一个简单的例子。图10A中是一个高线性和一个相对低的噪声系数。然而线性要求清楚地设置了功率消耗。在图10B中线性要求放宽了，噪声系数(NF)成为功率消耗的限制因素。在图10C中参数都被放宽了，但NF仍然是限制因素。这个例子说明一个方法，方法中接收机性能已经作为总功率消耗的一个函数而被确定，并且块之间的固定功率分配被事先选择。这是一个简单的方案，并且允许使用查找表格。然而能够用低的功率消耗产生改进最优化结果的更复杂的方法也可以通过使用这种方法而实现。图10A的例子就是通过某个特定或标准来施加的需求，图10C是在信号变动的环境中的典型情况。
虽然希望信号强度变化相对小些，但为有效的电路产生命令的逻辑电路22也可以得知涉及接收机先前状态的状况。这例如当接收机控制引起的信号瞬变现象引起对接收信号的干扰时是希望的。这样的逻辑电路排除了某些状态之间不可能的过渡，尽管这些过渡可能严格地从功率消耗的角度来看是最佳选择。
参见图4中的步骤G，接收机中不同的块能够通过调整供电电流或供应电压或通过前面图1中考虑的其他技术来进行控制。而本发明可以使用任何适用的控制技术，在大多数情况中，将发现控制RF和模拟电路最有效的途径是控制供电电流。
接收机块的功率控制从功率分配逻辑电路22中为每个独立的块接收命令(例如，ctrl_LNA，ctrl_VCO.ctrl_synth)，并且在期望的点上及时地执行被命令的改变。接收机的数字信号处理块通常无需同步，但在某些情况下需要同步。
可以通过比较例如接收块功率控制前后的估计的SIR而在图4的步骤H可选择地检验信号质量。如果接收机参数不对干扰进行控制，则结果上没有什么大的不同之处。在这种情况下调谐确实是可接受的。然而如果接收机参数对SIR有很大的影响，则就可能估计出调谐之后SIR是否在一个可接受的电平，即SIR_est＞SIR_min，其中SIR_min是对于检测的最小可接受的电平。而且像BER，BLER差错矢量幅度(EVM)或循环冗余校验(CRC)等能够在接收机中被定义的其他参数也能在接收当中以类似的方式被使用来估计最小可接受的信号质量。
这个步骤是可选的，这是因为可能为不同的接收机参数确定足够的峰值储备，以便避免功率消耗调谐使接收严重失真的情况。而一个选择性的算法可以把性能额外的余量降到最小，因此希望可以提供一些检测信号质量的机制。
参照图14，对一个信号监控电路10与RF接收机的另一种视图相结合进行描述。信号监控电路10在这也可以称作一个互调检测器(IMD)10，与无线接收机并行工作，并能够为接收机调谐逻辑模块提供调谐无线接收机时有用的信号。该互调检测器10实质上是一个对互调失真特别敏感的接收机。由接收机从接收信号中得出的一个检测器信号用作输入，该互调检测器10提供两个信号：一个第一信号PWB表示在第一放大器(图5的LNAl2)前面或后面检测的接收机输入的总功率，第二信号PIMD3本质上表示接收机被调谐的信道上的信号衰落(此现象的出现是由于互调检测器检测到在接收机中引起非线性分量的输入信号，并且不必要在接收机中以相同的程度出现)的立方值。在接收机中低于大的干扰信号的另一个不必要的影响是压缩。由于改变模拟电路的操作条件，接收机中的大信号能通过阻塞或增加在信号路径中的噪音来压缩信号路径的增益。如图14所示的通过平方测量带宽功率在无线接收中是众所周知的。然而，从混频器71和72之间的节点产生(抽头)的宽带信号对于无线电接收机的优化是非常有用的参数，因此该信号被从互调检波器中分离输出。
由于在互调检测器中检测到引起非线性分量的电源，所以出现在接收机被调谐到的信道上的混叠，所述混叠没有必要在接收机中以相同的程度出现。该互调检测器10基本上是一个用于以可控制的方式利用线性操作从宽带频率中集中非线性分量的无线电接收机的监控电路，所述分量混叠到无线电接收机被调谐到的信道上。IMD电路10被设计为对互调比对实际已接收的信号路径更敏感，因此，它能在互调源严重干扰无线电接收之前指示出这些互调源。如果在无线电接收机被调谐的信道之外的两个强信号被调谐通过在接收机中的非线性电路，以及两个单音频率的差值是确定的，那么这两个信道将产生一个混叠到无线电接收机调谐到的信道上的互调信号。由互调检波器10提供的两个信号，(被测量的)互调失真PIMD3和(被测量的)总功率PWB能被用于调整无线电接收机10的线性度，以及用于本发明的目的。
在图14中，除了在所关心频段的信号以外，还有天线响应的不同载频上的若干其它无线电信道，即，互调检波器10比起接收的信道有较宽的输入带宽。如果信号足够强，则这些信道能够使不希望的互调分量混叠到所关心的带宽。注意互调检波器10与无线电接收机的输入端不是直接相连的；而是在最佳模式中，它测量在LNA12和混频器14(尽管通过窃听LNA12的输入也能够利用同一个互调检波器检测)之间节点的信号(即在节点窃听信号)。除了指明用于图5和14中的无线电接收机的直接变换结构外，互调检波器10也能够用在其它的无线电接收机结构中，因此在无线电接收机中有其他的节点能够通过互调检波器被测量。同样，如果需要从一个比被利用混频器76下变频更窄的带宽检测总功率或互调功率，则可以利用传统技术，在混频器76的输出端或混频器71的输入端限制测量带宽。这样的技术可能是例如，一个在接地信号和特殊节点之间连接的附加电容器。另外，根据现有的设计技术，在操作期间电容器能被调谐或转换，使得可能观测失真源(总功率或者互调)是否接近于接收机调谐进入的载波。如果需要，这样的信息能在接收机调谐逻辑中。
在图14所述的实现中，互调检波器10将被LNA12放大后通过无线电接收机接收的宽带信号作为输入信号，并且混频器76将所述宽带信号与利用LO32提供的相混频。本地振荡器32提供在无线电接收机调谐到的频率上的信号，因此载频信号和已接收信号的混频将产生一个信号，该信号被利用高通滤波器(HPF)77高通滤波时，不再包括无线电接收机调谐到的频率。该信号在高通滤波之后，被提供给混频器71，在那里进行自我混频，以便被平方，因此提供一个已接收信号功率的测量，该功率不包括在该无线电接收机调谐到的频率上的功率。在互调检波器10的一个可选择的分支内，来自混频器71的输出被提供给子系统704b，用于产生指示PWB的数字信号。在PWB子系统704b中，从混频器71的输出被提供给放大器78，其可以是一个线性放大器或一个对数放大器(以Lin/Log放大器78表示)。利用一个低通滤波器(LPF)79将放大器78的输出低通滤波，以及通过ADC80将其转换为数字形式，因此提供表明已接收信号的功率的信号PWB，该功率不包括在无线电接收机调谐到的频率上的功率。
在互调检波器10的主要部分，混频器71的输出同样作为一个输入被提供给另一个混频器72，其中与高通滤波器77的原始输入混合，因此产生作为一个基本上通过高通滤波器提供的信号的立方的输出。然后通过子系统704a处理该立方输出，用于提供一个表明在接收模块调谐到的频率上的互调功率的数字信号。在子系统704a中，立方输出被LPF81低通滤波，然后通过放大器82放大，通过利用混频器73将它平方来表示(被检测)，并且再次被使用另一个LPF 83而低通滤波。利用ADC84将该结果转换为数字信号，产生一个数字信号P，该信号表示在无线接收机模块10调谐到的频率上的互调功率。
包括混频器73和低通滤波器83以及混频器73之后的ADC84的检测电路部分只是提供一个指示PIMD3信号的实现的实例。这种电路分支的功能当然利用其他的设备也可以实现，诸如在ADC之后的混频器73被数字混频器取代。
上面描述的方法能够被在具有任何模拟电路的同一电路小片上，或者在一个混频模式的芯片上，或者在数字ASIC中，或者通过编程一个数字信号处理器(DSP)或者一个中央处理单元(CPU)上利用定制逻辑来实现。实现的最佳模式最可能是用于在模式之间改变的控制信号来自数字ASIC，DSP或CPU，以及在模拟或混合模式芯片上的本地逻辑上控制模式之间的转换。RF监控电路10最好在同样的芯片上与接收机中的其他RF一起被实现。本发明中使用的算法的实现可能通过计算在接收期间实时或接近实时的接收机参数的值，或者通过预先计算用于不同信号状态结合的值，然后将被计算的值放到查表中，或者通过能提供用于算法执行所需的逻辑的其它方式。
当然，对于某个实施例，仅仅一个前述算法和电路的子集可能被实现，因此实际使用的实施例的形式可能是特别接收机系统类型的功能和结构以及所需的精确性。
在这里公开的方法和设备提供一个强大的实时或接近实时的适应性功能，以及能够连续操作或不连续操作。该方法和设备同样能够基于已接收的信号强度优化功率消耗，以及能够提供和操作有关大干扰的信息。，该方法和设备还能够分离由于来自其他阻塞信号的互调而带来所关心频带内的干扰的输入信号。至少在理论上，从来自功率调整的角度来看，在作为干扰源的阻塞和互调之间有大的不同。如果逻辑是仅基于阻塞，那么一般来说，与其中互调和阻塞能被彼此分开的情况相比，将需要一个显著较大的功率消耗。这种在两个方法之间不同的背景在图2中示出。
为了有效，根据本发明的方法和设备不要求一个干扰的先验知识，诸如在RX链中的TX泄漏的知识。然而，如果这个信息是可用的，则它同样能够被算法使用。值得注意的是，接收机不必要被设计以便对于有关接收的无线电频谱的最差的状态下也总是能够操作。
不象一些现有的方法，根据本发明的方法和设备同样适合于与那些具有连续接收的接收机使用，诸如具有FDD的DS-CDMA，并且不要求调谐到所有可能干扰信号频率的接收机都能够扫描所有可能的干扰，否则仅能估算一个被选定数量的干扰。同样，在一般信号接收期间，不限制不能被测量的干扰信号，其限制了某些传统方法的精确性。
如上所述，在CDMA系统中，由噪音和干扰以及还由在所关心RF频段中其它被发送信道限制了容量，本发明能被应用到噪音，干扰和其他编码信道之间的折衷，以实现所需的性能。然而，这种技术要求在功率控制环中采取一些预防措施以避免干扰。这个问题的解决方案在共同未决的美国专利申请S.N10/034,837中被示出，该申请由Aamo Pssinen，Jussi Vepslinen和Pauli Seppinen与本申请在同一日期提交，题目为“Method and Apparatus forReducing Power Consumption in Transceivers in Wireless Communications SystemsHaving a Power Control Loop(在具有功率控制环的无线通信系统中的收发信机中的用于减少功率消耗的方法和设备)”(在此引入仅作参考)。
简而言之，参考附图15A，其中示出了从收发信机的RF接收机系统被初始化的第一个步骤41开始的流程图。假定在该方法的使用期间，该收发信机与其他的收发信机，第二收发信机通信。在下一个步骤42，以预先确定的测量模式利用接收机执行功率控制测量。在接下来的步骤43中，功率控制命令被从含有接收机的收发信机发送到通信收发信机。然后，如果该接收机系统按照上述与本申请在同一日期提交的题目为“Method and Apparatus for ReducingPower Consumption in Transceivers in Wireless Communications Systems Having aPower Control Loop(在具有功率控制环的无线通信系统中的收发信机中的用于减少功率消耗的方法和设备)的美国专利申请SN.10/034,837编程，那么该接收机系统等待，直到没有测量被安排为止，以根据一个确定步骤来确定什么时侯进入一个调谐模式。在接下来的步骤44b中，接收机调谐被启动；在接下来的步骤45中，执行一个自适应调谐的循环(利用接收机调谐逻辑模块将调谐命令发送到无线电接收机)，以及在循环结束时，如果是再次测量功率控制的时间，那么在接下来的步骤46中，接收机的调谐将被禁止，以及在接下来的步骤47中，接收机系统重新配置自身以便进行功率检测，然后返回到步骤42，其中它进行功率控制测量。如果不是进行功率测量的时间，则重复步骤45中的自适应调谐的循环。
同样参考图15B，从另一个角度来看，接收机系统在两个不同的模式51和52之间转换。这些模式是接收机调谐模式51，和功率控制测量模式52。关于最初在功率控制测量模式中52中的接收机，当接收机系统完成一组功率控制测量时，该接收机转变到接收机调谐模式51。在该接收机调谐模式中，接收机被调整(调谐)到一个或另外一个适合被选择的内部状态。该接收机在接收机调谐模式51中保持直到进行下一组功率控制测量。
按照本发明的方法和设备同样提供一个较宽的操作范围，这是因为当信号等级非常弱时不限制交换，以便不显著干扰接收。同样，因为互调分量能够被从噪声和接收的信号中分离，所以测量的精确度更高。该方法和设备能被配置以便在接收机中执行必要的增益控制功能，或者能够与现有的接收机增益控制功能结合。
这些教导还提供一种技术，其将噪音和线性性能结合到同一个算法中，以及因此能减少在接收机电路设计和执行中所需的峰值储备的量。
此外，这些教导提供在无线电系统中接受对于互调(双音)测试和阻塞测试的更高等级可能性，这是因为能够根据互调和阻塞而调整的自适应逻辑可用。因此附加的灵活性在网络设计中是可能的，同时使得在移动站中的平均功率消耗是可接受的。
因此，尽管以上在优选实施方案中描述了本发明，但是本领域的技术人员能够理解本发明的方案不仅限于以上描述的优选实施方案。