开关电源装置 【技术领域】
本发明涉及在轻负载时，降低功率损失、改善效率的开关电源装置。背景技术
开关电源装置在负载上串联或并联地连接开关元件(例如功率晶体管)，为了控制向负载提供的电力进行接通或断开的控制。为了将被开关控制的电流转换成稳定的负载电流，使用了平滑线圈以及输出用电容器。
控制向负载供给电力的开关的占空系数，可通过例如固定脉冲频率，调整各脉冲周期的接通时间使之变化。
开关电源装置一般来讲比串联电源装置效率更高。但是，效率一般是输出电流的函数，通常在驱动轻负载的情况下，即由于输出电流小而(效率)降低。这种效率的降低的原因一般是由于伴随开关电源装置的动作开关损失等。
所以，迄今，为了减轻开关电源装置在轻负载时的损失，进行脉冲串模式控制或跳跃模式控制。
脉冲串模式控制，如同在特开平06-303766号公报中表示的那样，检测出输出电流非常低的状态，在输出电容器的电压可以实质地维持在规定输出电压的整个期间，维持开关为断开状态。即对开关进行通断控制期间和断状态期间，呈脉冲串状的交替。由于在该断开状态期间不生成开关损失，所以效率得到改善。
另外，跳跃模式控制是在输出电压上加载具有规定地电压幅度的窗口比较器。从其电压下限升向电压上限时，由固定占空因数的脉冲开关动作，使输出电压上升，而从输出电压上限降向下限时，任其输出电压下降。在输出电压从上限向下限下降的期间，由于不生成开关损失，效率得到改善。
但是，在这些以往的脉冲模式控制的开关电源装置中，由于开关频率是不连续的，会生成脉冲噪音。该脉冲噪音会给周围的电子设备造成恶劣影响，生成相互干扰等问题。
另外，在进行跳跃式控制的开关电源装置中，也是由于只有在开关频率从电压下限升向上限走时，才进行开关，开关控制结果成为脉冲状态。而且其他由于输出电源的变动，其波动电压会增大。该输出电压的大波动对于负载来说是不好的。发明内容
本发明的目的是提供一种开关电源装置，它可以通过控制基本固定的低频率，使轻负载时的开关频率没有脉冲状态的不连续，而且波动电压不增大，从而降低轻负载时的损失，改善效率。
从本发明的一个侧面来看，它是开关电源装置，具有：
根据指令信号开关输入电压的开关电路部，
为使该开关电路部的开关输出平滑的平滑线圈，
在该平滑线圈的输出侧设置，向输出电压充电的输出电容器，
生成根据上述输出电压相应反馈电压和基准电压的差的差信号的占空因数的脉冲的脉冲信号生成部，
接受该脉冲信号生成部的脉冲信号和轻负载判定信号，在不是轻负载时，上述脉冲信号作为上述指令信号输出，而在轻负载时，扩展上述脉冲信号的时间宽度作为上述指令信号输出的延迟控制部。
而从本发明的另一个侧面来看，它是开关电源装置，具有：
根据指令信号开关输入电压的开关电路部，
为使该开关电路部的开关输出平滑的平滑线圈，
在该平滑线圈的输出侧设置，向输出电压充电的输出电容器，
生成根据上述输出电压相应反馈电压和基准电压的差的差信号的占空因数的第一周期脉冲的脉冲信号生成器，
接受该脉冲信号生成部的上述第一周期脉冲信号和轻负载判定信号，在不是轻负载时，上述第一周期脉冲信号作为上述指令信号输出，而在轻负载时，将上述第一周期脉冲信号拉长间隔而成的第二周期脉冲信号作为上述指令信号输出的间隔控制部。
从本发明的开关电源装置来看，轻负载时的开关频率被控制为基本平均的低频，所以可以降低轻负载时的损失，改善效率。而且基本没有脉冲噪音，比以往技术也可以降低输出电压的波动。附图说明
图1是本发明实施例1的开关电源装置的全体构成图。
图2是延迟电路18的构成图。
图3是延迟电路18的时序图。
图4是图1的开关电源装置在一般负载时的时序图。
图5是图1的开关电源装置在轻负载时的时序图。
图6是延迟电路18的其他构成例的示意图。
图7是表示gm放大器16以及比较器CP1的具体电路的图具体实施方式
参照图1～5就本发明实施例1的开关电源装置进行说明。
在图1中，该开关电源装置是电流方式控制的开关电源装置。在输入电压为Vin的电源与地线之间串联连接N型MOS晶体管(以下称N型晶体管)11和N型晶体管12，由此构成了开关电路。在该开关电路中，从驱动器13提供驱动脉冲，N型晶体管11、12通常一个导通另一个截止的互反状态。平滑线圈Lo使开关电路输出平滑，输出电容器Co与平滑线圈Lo一起发挥使输出平滑的作用。在输出电容器Co中输入电压Vin对应驱动脉冲的幅度，向被降压的输出电压Vo充电。该输出电压Vo被供给负载14。电阻15用于检测流过平滑线圈Lo的电流Io，将对应该电流的压降作为检测电压Vrd取出。
互导放大器(以下称GM放大器)16被输入输出电压Vo和基准电压Vref，生成对应该电压差的电流。GM放大器输出源17生成对应GM放大器16的输出电流的GM输出电压Vgm。比较器CP1将GM输出电压Vgm和检测电压Vrd进行比较，生成该比较结果的输出。
触发电路FF，固定周期的设置信号S被输入至设置端子S，比较器CP1的比较输出作为复位信号R被输入至复位端子r。在该触发电路FF中，复位是在复位信号R的下降沿进行，而设置是在设置信号的下降沿并且复位信号R处于上升沿时进行。对应该设置和复位，输出Q作为脉冲信号被输出。
延迟电路18从触发电路FF输入脉冲信号Q，根据有无轻负载判定信号LL，以决定将脉冲信号Q以原样的幅度输出还是输出延迟规定时间并扩大幅度的延迟脉冲信号Qd。在轻负载的情况下，输出延迟脉冲信号Qd，非轻负载的情况下，原样输出脉冲信号Q。该延迟电路18的输出成为向驱动器13的指令信号。
该延迟电路18的实例被表示在图2的构成例以及图3的时序图中。在图2中，P型晶体管21、电阻23、N型晶体管22是串联连接的。在该N型晶体管上并联连接有电容器24，该电容器24的充电电压根据由反相器25的输入阈值Vth进行阈值判定。该反相器25的输出与轻负载判定信号LL的逻辑乘由‘与’电路26上取得，进而该‘与’电路26的输出和脉冲信号Q的逻辑和由‘或’电路27取得，成为向驱动器13的指令信号。
脉冲信号Q被施加在P型MOS晶体管(以下称P型晶体管)21以及N型晶体管22的栅极。当该脉冲信号Q从高电平变为低电平时，由电源电压Vdd向电容器24充电。该充电电压如图3所示，以对应电阻23与电容24的值的时间常数上升。当该充电电压到达反相器25的阈值Vth时，反相器进行反相。由此，使脉冲信号Q延迟，只是在时间Td放大其幅度的延迟脉冲信号Qd从反相器25的输出。所以，根据轻负载判定信号LL的有无，脉冲信号Q或者延迟脉冲信号Qd总有一个被输出。
另外，再回到图1，向比较器CP2输入与流过平滑线圈Lo的电流Io成比例的检测电压Vrd，判别电流Io的极性(即电流方向)，向驱动器13提供逆电流检测信号。驱动器13在检测出电流Io的逆电流时，使流过逆电流的N型晶体管12截止。
对应流过平滑线圈Lo的电流Io的值，即，检测电压Vrd，例如其平均值在规定水平以下时，能够生成轻负载判定信号LL。而且，在通过比较器CP2检测到电流Io的逆电流时，例如检测出逆电流信号生成了规定的次数，生成轻负载判定信号LL。并且，由于GM放大器16的输出基本表示的是电流Io，所以也可以在与该输出对应的值，例如GM输出电压Vgm在规定水平以下时，生成轻负载判定信号LL。采用所有这些方法，都能够容易地形成轻负载判定信号LL。
下面，参照图4的时序图，就图1的开关电源装置在没有生成轻负载判定信号LL的情况下通常的动作进行说明。
设置信号S由图4(a)、触发电路FF的输出即脉冲信号Q由该图(b)、延迟脉冲信号Qd由该图(c)、GM输出电压Vgm以及检测电压Vrd由该图(d)、比较器CP1的输出即复位信号R由该图(e)分别表示。
设置信号S在每个固定的周期下降。触发电路FF是下降沿触发型。所以触发电路FF在设置信号S的下降沿(图中箭头所表示的)而复位信号R为高电平的条件下脉冲信号Q成为高电平。
当脉冲信号Q成为高电平时，通过驱动器13，使N型晶体管11导通，N型晶体管12截止，于是电流Io开始增加。由于检测电压Vrd与电流Io成比例，所以进行与其同样的变化。
在GM输出电压Vgm比检测电压Vrd大的期间，脉冲信号Q处于高电平。当检测电压Vrd增加，达到GM输出电压Vgm后，比较器CP1的输出即复位信号R翻转成为低电平。
由于复位信号R的下降，触发电路FF被复位，脉冲信号Q变成低电平。这时，由于没有生成轻负载判定信号LL，脉冲信号Q成为驱动器13的指令信号，所以N型晶体管11截止，N型晶体管12导通。由此电流Io开始减少。
这样的控制在每个设置信号S的周期T反复进行，由此生成对应负载大小幅度的脉冲信号Q。
其次，参照图5的时序图，就生成轻负载判定信号时的轻负载动作进行说明。
设置信号S由图5(a)、触发电路FF的输出即脉冲信号Q由该图(b)、延迟脉冲信号Qd由该图(c)、GM输出电压Vgm以及检测电压Vrd由该图(d)、比较器CP1的输出即复位信号R由该图(e)分别表示。
设置信号S也是在每个固定的周期下降。触发电路FF在设置信号S的下降边t1而复位信号R为高电平的条件下脉冲信号Q成为高电平。
脉冲信号Q成为高电平以后，经过驱动器13，N型晶体管11导通，N型晶体管12截止，于是随着电流Io，检测电压Vrd开始增高。
GM输出电压Vgm比检测电压Vrd大的期间，复位信号R处于高电平。检测电压Vrd增高，达到GM输出电压Vgm(t2时刻)后，比较器CP1的输出即复位信号R翻转成为低电平。
由于复位信号R的下降，触发电路FF被复位，脉冲信号Q变成低电平。
但是这时，由于生成了轻负载判定信号LL，延迟脉冲信号Qd成为驱动器13的指令信号。所以即使超过时刻t2，在延迟脉冲信号Qd处于高电平期间，N型晶体管11导通，N型晶体管12截止的状态继续。因此，检测电压Vrd继续增高。
一直到时刻t3，当延迟脉冲信号Qd变成低电平时，N型晶体管11截止，N型晶体管12导通，于是检测电压Vrd开始下降。在GM输出电压Vgm小于检测电压的期间，复位信号R处于低电平。
在下一个周期的设置信号S的下降时刻t4，设定延迟时间Td使复位信号R仍然处于低电平。所以，触发电路即使收到设置信号S也不会被设置，依然继续其复位状态。
当电流Io减少，使检测电压Vrd下降到GM输出电压Vgm以下时(时刻t5)，复位信号恢复高电平。
在该状态下，当下一个周期的设置信号下降时(t6时刻)，由于在该时刻t6复位信号R处于高电平，所以脉冲信号Q变成高电平。以后，反复地进行所说明过的与在时刻t1～时刻t6同样的控制。
这样，在轻负载时，通过将提供给驱动器13的指令信号的脉冲幅度加宽，由N型晶体管11、12构成的开关电路的开关频率被降低为基本上平均的低频。所以可以减轻轻负载时的损失，改善效率。
而且，可以不生成脉冲噪音，与以往的装置相比，可降低输出电压的波动。进而，通过将延迟电路18附加在以往的装置上，只需进行与在一般负载情况下的控制相同的控制，便可以在轻负载时自动地将开关频率变更成低频。所以，不必要为进行轻负载控制而在装置各部分进行新的常数设定，可以简化其结构。
在图5的时序图中，以设置信号S每隔一个周期进行开关的实例进行说明，但是并不限定于此，也可以每隔两个周期进行开关。因此只要简单地通过延迟电路18调整脉冲宽度的扩大量，即调整延迟时间T就可以。
而且，驱动器13，由检测逆电流信号使得流过逆电流的接地侧的晶体管12截止，可以阻止无负载时或者负载极小时的无用的放电电流。
而且，轻负载状态的判定由于是本来在电流控制中所使用的，根据流过平滑线圈的电流和互感应放大器的输出而进行的，所以也可以简单地进行轻负载状态判定。
而且，由于延迟部是以固定时间放大脉冲信号的时间宽度，所以可简化结构。而且，由于其时间宽度的扩大设定是与互感应放大器的输出、流过平滑线圈的电流成反比，所以可根据轻负载状态而适当确定开关频率。
图6是表示延迟电路18的其他构成例的图。PNP双极型晶体管(以下称P型Bi晶体管)54的集电极和地之间串联连接NPN双极型晶体管(以下称N型Bi晶体管)52和电阻53。而且，GM输出电压Vgm和电阻53和N型Bi晶体管52的发射极的接点的电压分别输入至由运算放大器构成的缓冲器51的非反转输入端和反转输入端。该缓冲器51的输出提供给N型Bi晶体管52的基极。而且与P型Bi晶体管54构成对称连接的P型Bi晶体管55与地之间串联一个电容器56。与该电容器并联连接着N型Bi晶体管57，由脉冲信号Q驱动。
当脉冲信号Q成为低电平时，开始向电容器56充电，由转换器58对电容器的充电电压进行阈值判断。该转换器58的输出和轻负载判定信号LL的逻辑乘由‘与电路’59取得，进而该‘与电路’59的输出与脉冲信号Q的逻辑和由‘或电路’60取得，成为向驱动器14的指令信号。
在图6的延迟电路18中，当设定电阻53的电阻值为R时，在该电阻53上流过Vgm/R的电流，同样值的电流或者与此成比例的电流值成为电容器56的充电电流Ic。GM输出电压Vgm因为与电流Io基本成正比例关系，电容器56的充电电压到达转换器58的阈值的时间与电流Io成正比例。所以，由于电流Io与延迟时间成反比关系，该延迟电路18上的延迟时间Td随着电流Io的变小而延长。
开关电源上的损失，主要是由开关频率决定的开关损失，输出电流以及电阻成分的电阻损失决定。因此，确定了电源装置的构成部件后，也就确定了对于输出电流效率良好的开关频率。
该图6的延迟电路18中，利用GM放大器16的输出，通过使延迟时间Td与电流Io呈反比例，可以使开关频率接近对应输出电流更理想的频率。
而且，作为本发明的开关电源装置的其他实施方式，代替图1中的延迟电路18，而设置了间隔控制电路18A。该间隔控制电路18A从触发电路FF输入脉冲信号Q，根据有无轻负载判定信号LL，决定是让脉冲信号Q原样通过，还是按一定比例间隔通过脉冲信号Q。间隔的比例可以是每一个脉冲间隔一次，也可以是其他的比例。所以在轻负载情况下，输出间隔的脉冲信号，在非轻负载情况下，脉冲信号原样通过。其他电路也可以与图1一样。在使用该间隔控制电路18A的情况，与使用延迟电路18的相比可以取得同样的效果。
图7是表示GM放大器16以及比较器CP1的具体电路的图。在该图7中，GM放大器16，为生成对应输出电压Vo与基准电压Vref之间的差的输出，电流源61、基极上施加有基准电压Vref的P型Bi晶体管63及基极上施加有输出电压Vo的P型Bi晶体管62如图所示进行差动连接。而且，N型Bi晶体管64、65、68、69、P型Bi晶体管66、67、71、72、运算放大器70、电阻73、电流源74构成如图所示的连接。
通过该构成的GM放大器16，形成对应基准电压Vref和输出电压Vo的差的电流。该电流被输入至下一级的比较器CP1。
另外，比较器CP1为了进行比较，输入检测电压Vrd，对应GM放大器16的输出电流提供补偿，输出该比较的结果。因此，补偿用的电阻81恒流源91、92、93、94、P型Bi晶体管82、83、84、88、N型Bi晶体管85、86、89、转换器90如图所示进行连接。
由这种构成的比较器CP1，在电阻81上生成的GM输出电压Vgm同与电流Io成比例的检测电压Vrd进行比较。GM输出电压Vgm比检测电压Vrd大时，输出高电平复位信号R。
另外，在以上的说明中，虽然是对触发电路FF以下降沿触发动作的情况进行的说明，但只要是复位优先的闩锁电路，也可以利用L电平使其动作。