射频混合器装置.pdf

本发明系相关于一射频混合器装置，其中，一差动放大器(14)乃被连接至在一乘法器(1)上的一输入端，且该差动放大器(14)乃与在一运算放大器(18)的反馈路径中的至少一电容(19、20)配置在一起，而该至少一电容(19、20)执行一防混淆滤波器(antialiasing filter)的功能。再者，具有所叙述之设计的该反馈运算放大器(18)乃会造成具有低输出噪音以及一低电流需求的一高线性输出信号，特别地是，所建议的该混合器乃适合用于在移动无线系统的传输路径中的向量调制器、或极坐标调制器(polar modulators)之中。

1.  一种射频混合器装置，其系具有：
-一乘法器(1)；
-一差动放大器(14)，其耦接至在该乘法器(1)上的一输入端(11)；
-一运算放大器(18)，其具有包含该差动放大器(14)的一反馈路径；
-一第一信号输入端(11)，其耦接至在该运算放大器(18)上的一输入端；
-一第二信号输入端(12)，其连接至在该乘法器(1)上的一另一输入端；以及
-至少一电容(19)，其位于在该差动放大器(14)上之一输出端以及在该运算放大器(18)上之一输入端之间的反馈路径中，而该电容乃被设计为一防混淆滤波器(antialiasing filter)。

2.  根据权利要求1所述之射频混合器装置，其中，
-该差动放大器(14)包括具有一个别控制输入端的两个差动晶体管；以及
-该运算放大器(18)具有一输出终端对，以用于分接一差动信号，而该输出终端对具有连接至其上的所述控制输入端。

3.  根据权利要求2所述之射频混合器装置，其中，
该差动放大器(14)包括至少一偏压电流源(30)，而其耦接至在该差动放大器(14)中的所述差动晶体管，以设定它们的操作点。

4.  根据权利要求2或3所述之射频混合器装置，其中，
该差动放大器(14)系包括一电阻器，而其将在所述差动晶体管的控制路径上的分别耦接至彼此。

5.  根据权利要求1至第4其中之一所述之射频混合器装置，其中，
在该差动放大器(14)以及该乘法器(1)的该输入端之间的该耦接乃被设计以承载差动信号。

6.  根据权利要求1至5其中之一所述之射频混合器装置，其中，
在该差动放大器(14)以及该乘法器(1)的该输入端之间的该耦接的包括至少一电流镜(8)。

7.  根据权利要求1至6其中之一所述之射频混合器装置，其中，
一数字/模拟转换器(29)乃被提供，而其具有被耦接至该射频混合器装置的该第一信号输入端(11)的一输出端。

8.  根据权利要求1至7其中之一所述之射频混合器装置，其中，
该射频混合器装置(33)乃被连接至一另一射频混合器装置(34)，以形成一向量调制器。

9.  根据权利要求1至7其中之一所述之射频混合器装置，其中，
该射频混合器装置的形式乃为在一极坐标调制器中的一幅度调制器(38)。

射频混合器装置
技术领域
本发明系相关于一射频混合器装置。
背景技术
射频混合器装置系加以使用于，举例而言，向量调制器中，以将已经历数字、或模拟调制之一基频信号转变成为一传输频率位准，一向量调制器系利用集成电路系统而加以建构，正常地是与吉伯特乘法器单元(Gilbert multiplier cells)一起。
在无线传输设备中，适合用于向量调制器的一集成乘法器电路系，举例而言，于文件DE 101 32 802中有所叙述。在此文件中之该乘法器电路系具有用于供应待相乘之一第一以及一第二信号的输入终端对，在此例子中，所述已相乘信号的结果频率乃是获得自所述输入信号频率之总和、或是之间的差，再者，该已知乘法电路之两个输入端的其中之一系具有经由电流镜而连接至该乘法器输入端的电压/电流转换器，而此系会改善噪音特征。
然而，除了良好的特征之外，向量调制器系亦有对已改善之线性的需求，特别是关于，当如此调制方法考虑到固定上升之数据速率时。
一吉伯特乘法器单元的线性系正比于操作电流与在差动放大器中之反馈电阻的乘积。为了达成足够的线性以及高的增益，所述差动放大器系正常地会需要被供应以一相对应而言较大的操作电流，不过，所述反馈电阻以及该操作电流却是在该调制器输出端，除了振荡器之相位噪音之外，之噪音的基本成因，此外，在电池驱动之移动无线系统中，如此之集成传输装置的显著使用即表示，系需要一低的汲取电流(drawn current)。
发明内容
本发明的一目的系在于载明一射频混合器装置，其系适合用于向量调制器之中，并且，系具有获得改善之线性特征。
本发明系藉由一射频混合器装置而达成该目的，而该射频混合器系具有：
-一乘法器；
-一差动放大器，其系被耦接至在该乘法器上的一输入端；
-一运算放大器，其系具有包含该差动放大器的一反馈路径；
-一第一信号输入端，其系被耦接至在该运算放大器上的一输入端；
-一第二信号输入端，其系被连接至在该乘法器上的一另一输入端；以及
-至少一电容，其系于该反馈路径中，位于在该差动放大器上之一输出端以及在该运算放大器上之一输入端之间，而该电容系加以设计为一防混淆滤波器(antialiasing filter)。
依照所建议的原则，在一乘法器单元中的该差动放大器系藉由具有在其中所执行之一滤波器特征之该运算放大器的反馈路径而进行线性化，而其系执行一防混淆滤波器的功能，起因于该运算放大器的所述控制特征系代表，来自该差动放大器的该输出信号系为高度线性。
以所建议之原则作为基础，在该混合器单元中的该差动放大器以及该防混淆滤波器并非不同的电路块，而是与该运算放大器之反馈路径结合在一起，并形成一个单元，而具有该运算放大器的该控制回路即表示，在该运算放大器输出端处并不会发生失真。
依照一较佳的发展，该差动放大器系包括具有一分别控制输入端的两个差动晶体管，而所述控制输入端系会被连接至在所述运算放大器上之一输出终端对的一分别输出连接，再者，该运算放大器之该输出终端对系加以设计，以用于分接一差动信号，“一差动输出信号”。
为一差动信号形式的该控制以及具有一差动输出端的该运算放大器的该设计系会改善该共同模式拒绝(common□mode rejection)。
依照所建议的原则，较佳地是，该防混淆滤波器系被设计为具有一多序滤波器特征的一滤波器。
较佳地是，该防混淆滤波器系具有低通特征。
较佳地是，该防混淆滤波器系会抑制取样频率的倍数(multiple)。
较佳地是，该防混淆滤波器系被设计为具有一电流输出端的一基频滤波器。
该差动放大器系较佳地包括至少一偏压电流源，而其系会被耦接至在该差动晶体管，以设定它们的操作点。
该差动放大器系较佳地包括两个差动晶体管以及一电阻，而该电阻系会将在所述差动晶体管之所述控制路径上的一分别连接耦接至彼此。
较具优势地是，一方面，对该操作点而言，以及另一方面，对该信号的该幅度而言，其系有可能彼此独立的设定。
较佳地是，在该差动放大器以及该乘法器之该输入端之间的该耦接系加以设计以承载差动信号。
该电路，特别是在该差动放大器以及该乘法器之该输入端之间之该耦接，的差动、或对称设计系较具优势的特别相关于较小的干扰信号影响。
在该差动放大器以及该乘法器输入端之间的该耦接系包括至少一电流镜。
第一，该电流镜系确保一所需的电流率可以被设定，第二，该电路系亦可以在一特别低的供应电压进行操作，因为仅有一很小的电压降会发生在该吉伯特单元中之实际乘法器晶体管的基极点处，也就是说，在其共同射极、或源极节以及接地之间。点
较佳地是，该射频混合器装置之该第一信号输入端系具有耦接至其上之一数字/模拟转换器的一输出端。
该数字/模拟转换器系较佳地被用于在一传输装置中将一数字基频信号转变成为一模拟调制信号。
较佳地是，该射频混合器装置系加以连接至一另一射频混合器装置，以形成一向量调制器。在此例子，该另一射频混合器装置系亦可以较具优势地具有与上述已经叙述之该射频混合器装置相同有利的设计。
为了形成一向量调制器，该两个射频混合器装置的所述输出端系较佳地利用一求和组件而彼此结合在一起，再者，该两个射频混合器装置系较佳地利用一信号产生器以及一0°/90°分相器，而于它们的载波频率、或局部振荡器输入端处加以激励。
二者择一地，该射频混合器装置系亦可以较佳地被用于一极坐标调制器(polar modulator)之中，在一极坐标调制器中，该幅度以及相位信息系会分开地进行调制，在此例子中，该所建议的射频混合器系较佳地被使用作为在该极坐标调制器中的一幅度调制器。
总体而言，在不降低该差动放大器之该线性的情形下，降低在一差动放大器中的该负反馈电阻系会达成了一高基频幅度，如此的结果是，实际上，在该低频的基频路径中系较具优势的没有失真，而该失真将会出现为在该调制器之该射频输出端的非线性混合产物。
较具优势地是，可以依照该所建议之原则而达成之该高基频信号幅度系会在该调制器输出端产生一高功率水平，特别地是，该所建议的电路系使用很小的电流，因为提供高线性并不需要一大的偏压电流。
该调制信号地该信号对噪音比(SNR)系由于该高信号水平而特别的高。
较具优势地是，在不违背移动无线规格，例如，接收频带中传输噪音方面之GSM(Global System for Mobile communication，全球移动通信系统)，的情形下，其系有可能在该调制器输出端省略一离散表面声波滤波器(discrete surface acoustic wave)(SAW)。
在所述供应线路上的干扰共同模式信号系较佳地由于该电路之该差动、或对称设计而受到抑制。
所述偏压电流源系允许在该差动放大器中之该静止电流的额外稳定。
该所建议之射频混合器装置系较佳地可以被用于，举例而言，利用集成技术而加以产生之收发器电路之中，以及，举例而言，系亦可以被用于以蓝芽、或WLAN(Wireless Local Area Network，无线局域网络)为基础之移动无线规格，在“单芯片应用”之中。
附图说明
本发明系以图式做为参考并利用复数个示范性实施例而于之后有更详尽的解释，其中：
第1图：其系显示以所建议之原则作为基础之一射频混合器装置之一示范性实施例的电路图；
第2图：其系显示以所建议之原则作为基础之一射频混合器装置的一另一示范性实施例；
第3图：其系显示在一向量调制器中，该射频混合器装置之一应用的方块图；以及
第4图：其系显示在一极坐标调制器(polar modulator)中，该射频混合器装置之应用的一例子的方块图。
具体实施方式
第1图其系显示具有一吉伯特(Gilbert)乘法器1的一射频混合器装置，且该吉伯特乘法器系包括两个差动级(differentialstages)2、3，而所述差动级2、3之每一个则是具有两个n信道MOS差动晶体管4，5以及6，7，且在分别的每一对中，它们的源极系彼此连接，而所述差动级2，3的所述共同源极连接系会经由一分别的电流镜8，而被连接至在该乘法器1之上的一输入电流接口10，再者，被设计以供应一差动信号、并因此相应地包括两个输入终端的一第一信号输入端11，其系经由一具有一防混淆滤波器(antialiasingfilter)、一运算放大器、以及一差动放大器的一块(如之后更详尽的解释)，而被耦接至该电流接口10，另外，该第一信号输入端11系可以具有一基频、或中频(intermediate frequency)信号IF、IFX供应至其。
相同的，在该乘法器1上的一第一信号输入端2系加以设计以供应一差动信号，并且，在所呈现的例子中，系加以设计以供应一局部振荡器、或载波(carrier)信号LO、LOX，而该第二信号输入端12系包括两个输入终端，其中之一系被连接至在所述差动级2、3中之所述晶体管5、6的栅极连接，而其中令一则是被连接至在所述差动级2、3中之所述其它晶体管4、7的栅极连接，此外，该乘法器1系尚具有一信号输出端13，而在该输出端处，系可以分接一已相乘之信号RFout、Rfoutx，并且，其系相同的为对称的设计。为了形成该输出终端对13，所述晶体管4、6的漏极连接系会彼此连接，以及所述晶体管5、7的漏极连接系亦会彼此连接，总体而言，亦可以获得所述差动级2、3的交叉耦接。
该乘法器的该输入端10系被连接至包括两个p信道MOS场效晶体管之一差动放大器14的输出端，在该差动放大器14中之所述晶体管的受控制路径上的一分别连接系会被连接至该乘法器的该对称信号输入端10，以及在所述受控制路径上的一分别的另一连接系会经由一分别的电阻15、16而被连接至一供应电位连接17，而该供应电位连接17系被用以供应一供应电压VCC。再者，该差动放大器14的所述栅极连接系会被连接至在一运算放大器18上之一分别的输出端，而该运算放大器18系具有一差动信号输出端，此外，在所述电阻15、16以及于该差动放大器14中之所述晶体管之间的连接节点系会经由一分别的电容19、20而被连接至在该运算放大器18之上的一分别的输入端，因此，该全差动运算放大器18系具有一对称的反馈路径，包括该差动放大器14以及连接在一起的所述电容19、20。
所述电容19、20系会形成一防混淆滤波器21，相同的，其系相应地被配置于该运算放大器18的该反馈路径之中，此外，该防混淆滤波器21系被用于将该射频混合器装置的该第一信号输入端11耦接至该运算放大器18的所述输入端，以及因此亦耦接至形成该乘法器1之该电流输入端的该电流接口10，而连接在该输入端11以及在所述电容19、20上之一分别连接之间的则是包括两个电阻22、23，24、25的一分别的串联电路，在所述串联电路22、23，24、25中的连接节点系首先，会经由一分别的另外电阻26、27而被连接至该运算放大器18的所述输入端，以及其次，经由一另一电容28而被耦接至彼此，相对应地，该串联电路22、23，24、25系亦会将该第一信号输入端11连接至在该差动放大器14中之所述晶体管上的那些连接，而该些连接则是会经由电阻15、16而被连接至供应电位连接17。
在反馈路径中，该运算放大器18，与该差动放大器14以及该滤波器21一起，系亦被用以将施加至该信号输入端11的一电压信号转换成为会经由所述电流镜8、9而被供应至该实际乘法器核心2、3的一电流信号。
位在该运算放大器之该反馈路径中的所述电容19、20以及该耦接电容28系会产生执行一具有低通特征之防混淆滤波器21之功能的一多序滤波器特征(multiple□order filter characteristic)，而特别地是，由于一基频信号系通常会经由一数字/模拟转换器而被供应于该信号输入端11，因此，此系具有优势。
利用该运算放大器18所形成的控制回路系代表了，源自该差动放大器14的该输出信号具有较高的线性。
所建议的电路装置系会造成一高水平的线性，这表示，实际上，在该低频基频路径中并没有发生失真，而该失真系可能出现为在该调制器之该射频输出端处之非线性混合产物(nonlinear mixingproduct)。
此外，依照所建议的原则，在不违背接收频带中传输噪音方面之GSM规格的情形下，其系有可能在该调制器输出端省略一离散表面声波滤波器。
该电路之该全差动、或对称设计系代表了，对在所述供应线路上的共同模式信号所进行的干扰系会受到抑制。
依照所建议的原则，在该混合器输入端处的该差动放大器以及该反锯齿低通滤波器系并非为分开电路块的形式，而是，依照所建议的原则，与该运算放大器之反馈路径结合在一起，并形成一个单元。
特别地是，该所建议的电路系适合用于蓝芽、或无线LAN设备，亦即，用于“单芯片应用”之中。
第2图系显示根据第1图之该射频混合器装置的一发展，并且，其系于设计以及具优势的动作方面，大部分地对应于第1图，因此，着眼于此，叙述上将不再于此重复。除了根据第1图的电路之外，该射频混合器装置的该第一信号输入端11系具有一数字/模拟转换器29的该输出端连接于其上，较佳地是，该数字/模拟转换器29的所述输入端系具有会产生一基频信号的一数字信号处理器(在此未显示)连接于其上，在第2图中，该差动放大器14并不经由电阻15、16而被连接至供应电位17，而是提供有两个偏压电流源30、31，而它们系被连接在该供应电位连接17以及在该差动放大器14中之所述晶体管之一分别的受控制路径上的一分别连接之间，此外，一电阻32系加以提供，其系会将在所述电流源30、31以及在该差动放大器14中的所述晶体管之间的连接节点进行相互耦接。
该电阻32系被用于设定幅度，所述电流源30、31则被用于设定操作点。
在该差动放大器中，已降低之负反馈电阻系会造成，一特别高的一基频幅度系可以在不需要以该差动放大器之该线性被降低作为结果的情形下而加以达成，此外，该高基频信号幅度系会于该调制器的该输出端产生一高功率水平，再者，该电路系额外地使用特别小的电流，因为达成该高线性并不需要一大的偏压电流，而该高信号水平则是代表了，该调制器信号的信号对噪音比系亦为特别的高。
所述电流源30、31以及该差动电阻32系使得在该放大器14中之所述差动放大器电阻的操作点以及该信号幅度可以被设定，并且，系可以独立于彼此地进行最佳化。
第3图系显示包括两个射频混合器装置33、34的一向量调制器，而该两个射频混合器装置系皆具有，举例而言，显示于第1图或第2图中的设计。所述射频混合器装置的所述第一信号输入端系被用于供应会分开成为同相(in phase)以及正交信号分量I、Q的一复合基频信号(complex baseband signal)，该两个射频混合器33、34之所述射频输出端系被连接至在一求和组件(summing element)35上的输入端，而该求和组件之输出端则是形成该向量调制器的该输出端，再者，所述射频混合器33的该两个信号输入端系被连接至在一0°/90°分相器36上的输出端，而在此例子中，该分相器系加以设计为一四分路分频器(four-way frequency divider)，此外，在该分频器36上的一输入端系被连接至包括一电压控制振荡器之一信号产生器37的该输出端。
该向量调制器系被用于将会分开成为同相以及正交分量之一复合基频、或中频信号转变成为一射频载波。
而当被用于该向量调制器时，所建议之混合器的优点，例如，良好的线性，高输出功率，以及低输出噪音，系可以特别具有优势地被使用。
第4图系显示该所建议之射频混合装置之应用，正如在第1图、或第2图所示，的一另一个例子，而该图式系显示一极坐标调制器(polar modulator)，其系区别系在于，该幅度以及相位调制系于不同点加以实行，据此，该复合基频信号系并不会分开成为同相以及正交分量，而是一复合变量系以另一种方式作为代表，亦即，利用极坐标坐标，并且分开成为幅度以及相位。
该幅度调制系于一幅度调制器38中加以执行，而其系以本发明之原则作为基础而加以设计为一射频混合器装置，在一已数字调制之基频信号中的该幅度信息系会被提供于一数字信号处理器39之中，并且系经由一数字/模拟换器40，一低通滤波器41，以及一电压/电流转换器42而被供应至该幅度调制器38，在此例子中，该D/A转换器40系对应于根据第2图的该D/A转换器29，该低通滤波器41系对应于该防混淆滤波器41，以及在第2图中之该电压/电流转换器42系同样地藉由包括滤波器、运算放大器18、以及差动放大器14之该单元而加以提供，在该已数字调制之基频信号中的该相位信息，该信息系同样地藉由该信号处理器39而加以提供，系被供应至被配置于一锁相回路44之该反馈路径之中的一数字∑Δ(sigma口delta)调制器43，举例而言，结合一多模除法器，再者，该锁相回路44系包括一参考频率产生器45，其输出信号系会于一相位侦测器46中与来自该调制器块43的该输出信号进行比较，来自该相位侦测器46的该输出信号系会经由一回路滤波器47而按照路线地发送至一电压控制振荡器48，而其系会依次激励该调制器43，此外，该已相位调制的载波信号系会经由一分频器49而被按照路线地发送至该射频混合器装置38之该局部振荡器、或载波频率输入端。
据此，一已数字调制之基频信号系首先会于该信号处理器39中被分开成为相位以及幅度，如此之一信号系为一8-PSK调制信号，举例而言，此调制方法系亦被称之为相移键控(phase shift keying)，如此之信号系，举例而言，被用于移动无线标准GSM(Global Systemfor Mobile communication，全球移动通信系统)EDGE之中，再者，该振荡器48系以在一锁相回路44中的该相位信息作为基础而进行调制，而藉由该振荡器所提供之该已相位调制载波信号的该幅度调制系会于该射频混合器38中举行，在此例子中，该幅度调制器38系需要特别良好的线性特征，而这些乃需要藉由相对应于该所建议之原则之结构，正如，举例而言，在第1图以及第2图中所显示者，而加以担保。
无庸置疑的，在本发明之架构的范围内，该所建议之射频混合器装置系亦可以利用除了单极MOS场效晶体管之外的晶体管，举例而言，利用双极或BICMOS电路，而加以设计。
该所建议的原则系亦可以较具优势地被用于除了需要线性射频混合器、或调制器之向量以及极坐标调制器之外的其它射频装置。
参考符号列表
1    Multiplier  乘法器
2    Differential stage  差动级
3    Differential stage  差动级
4    Transistor  晶体管
5    Transistor  晶体管
6    Transistor  晶体管
7    Transistor  晶体管
8    Current mirror    电流镜
9    Current mirror    电流镜
10   Input       输入端
11   Signal input信号输入端
12   Signal input    信号输入端
13   Radio-frequency output  射频输出端
14   Differential amplifier差动放大器
15   Resistor    电阻
16   Resistor    电阻
17   Supply potential connection  供应电位连接
18   Operational amplifier  运算放大器
19   Capacitance    电容
20   Capacitance    电容
21   Antialiasing filter防混淆滤波器
22   Resistor    电阻
23   Resistor    电阻
24   Resistor    电阻
25   Resistor    电阻
26   Resistor    电阻
27   Resistor    电阻
28   Capacitance    电容
29   D/A converter    D/A转换器
30   Bias current source偏压电流源
31    Bias current source  偏压电流源
32    Resistor    电阻
33    Mixer    混合器
34    Mixer    混合器
35    Summing element    求和组件
36    Phase splitter/frequency divider  分相器/分频器
37    Signal generator    信号产生器
38    Amplitude modulator幅度调制器
39    Digital signal processor  数字信号处理器
40    D/A converter    D/A转换器
41    Low-pass filler    低通滤波器
42    Voltage/current converter电压/电流转换器
43    ∑Δmodulator    ∑Δ调制器
44    PLL  PLL
45    Reference frequency generator参考频率产生器
46    Phase detector    相位侦测器
47    Loop filter    回路滤波器
48    Voltage controlled oscillator电压控制振荡器
49    Frequency divider分频器