功率变换器 【技术领域】
本发明涉及功率变换器，更具体地说，本发明涉及开关功率变换器，例如回扫变换器。
背景技术
常规的功率回扫变换器从电源向变压器的一次绕组汲取电流。一次绕组电流由零开始，并以上升沿呈斜坡上升，然后在功率开关截止时被中断。然后，一次绕组电流在一个时间间隔内保持为零。在一次输入电流被中断的时刻，在变压器绕组中存储的能量使电流在变压器的二次绕组或输出绕组中流动。在大多数常规的回扫变压器中，在变压器的二次侧上提供有整流二极管。整流二极管两端的电压降影响变换器的效率。
在变压器的二次侧上使用晶体管功率开关器件的功率变换器是已知的，例如在Steigerwald的美国专利5594629中披露的高频开关电路。Steigerwald的功率变换器包括一次侧功率开关器件Q1和二次侧功率开关器件Q2，它们被控制，从而使得以普通的零电压开关方式操作，使得功率开关器件在零电压下转换，即在转换时加于其上地电压为零。零电压转换能力使得变换器能够以较大的效率操作。Steigerwald的专利没有披露用于使功率开关器件Q1和Q2转换的控制电路或操作。
在Ingman等人的美国专利6069804中披露的一种DC-DC功率变换器包括输出双向开关例如FET34。这种变换器通过使用谐振转换控制装置检测感应器的输入、输出绕组的电流和输出电压，并用于调节频率，以便以谐振转换方式使功率开关转换，并把输出电压调节为一个预定值，从而提高效率。在谐振转换操作方式中，调节时钟电路的周期，以便在输入和输出双向开关上提供大体上的谐振转换。在Ingman的专利中披露的双向功率变换器的实施例包括对于功率双向开关的控制方案，其中一次侧开关和二次侧开关由同一个时钟电路44控制。在用于控制二次侧双向开关的信号线48上的第二控制信号具有这样的状态，其和用于控制一次侧双向开关的信号线46上的第一控制信号的状态互补。因而，用于一次和二次双向开关的控制信号是来自同一控制单元的相关的信号。Ingman专利的图9进一步说明了作为控制电路的时钟电路44。更具体地说，变压器125利用双向开关驱动一次侧和二次侧。
【发明内容】
本发明的目的在于提供一种能够在一次侧开关和二次侧开关上实现零电压转换的功率变换器。
本发明的另一个目的在于提供一种具有改进的效率的可变频率回扫型的功率变换器。
本发明的另一个目的在于提供一种能够在结合有同步整流作用的一次侧开关和二次侧开关上实现全零电压转换的功率变换器。
本发明的另一个目的在于提供一种具有被单独的单机控制单元控制的一次侧开关和二次侧开关的功率变换器。
本发明的另一个目的在于提供一种具有一次侧开关和二次侧开关的功率变换器，其在隔离势垒上没有控制信号，并且不包括必须满足规定的安全裕度的二次变压器。
此外，本发明的目的在于提供一种具有一次侧开关和二次侧开关的功率变换器，其中所述二次侧开关作为从动开关操作。
本发明的另一个目的在于提供一种具有主从型的一次侧开关和二次侧开关的功率变换器，其中二次侧开关按照功率变换器的变压器的波形被控制。
本发明的另一个目的在于提供一种功率变换器，其中能够使所述功率变换器的变压器沿反方向充电到一个特定的值，然后被转换，以便被沿正方向充电。
本发明的另一个目的在于提供一种具有一次侧开关和二次侧开关的功率变换器，其中所述二次侧开关在一个预定值的反向电流下截止。
本发明的这些以及其它的目的通过提供一种功率变换器实现了，所述功率变换器包括：具有一次绕组和二次绕组的变压器，一次侧开关，二次侧开关，用于控制一次侧开关的转换的主控制单元，用于按照检测到的二次侧开关中的逆流电流控制所述二次侧开关的转换的从控制单元。
这些目的还通过提供一种功率变换器实现了，所述功率变换器包括：具有一次侧和二次侧的变压器，一次侧功率开关，二次侧功率开关，用于按照变压器的波形控制所述二次侧功率开关的转换的二次侧控制单元。在功率变换器的这个优选实施例中，还提供一次波形检测器和二次波形检测器。所述一次波形检测器优选的是在变压器的一次侧上的一个检测绕组，所述二次波形检测器优选的是在所述变压器的二次侧上的一个检测绕组。
本发明还披露了一种功率变换的方法，包括：通过改变一次功率开关的占空比调节输出功率；按照连接在一次侧功率开关和二次侧功率开关之间的变压器的波形转换二次侧功率开关。
本发明的上述的和其它的目的、方面、特征和优点由结合附图进行的本发明的优选实施例的说明以及所附的权利要求可以清楚地看出。
【附图说明】
下面通过非限制性的例子和附图说明本发明，附图中相同的标号表示相同或相应的元件，其中：
图1是按照本发明的功率变换器的示意的方块图；
图2是表示一次主开关和二次从开关的漏极电压以及通过变压器的一次电流和二次电流的曲线；
图3是和图1类似的方块图，只是更详细地表示主控制单元和从控制单元；
图4是表示和主控制单元的控制有关的波形的曲线；
图5是表示和从控制单元的控制有关的波形的曲线；以及
图6是按照和图1所示的实施例类似的本发明的另一个实施例的功率变换器的示意的方块图，其中还包括用于控制从控制单元的电流检测比较器的参考电压的电路。
【具体实施方式】
参见图1，按照本发明的功率变换器在具有电压Vin的端子1从电源接收功率，当一次侧主开关Q1导通时，所述电压向变压器T的一次绕组T1A提供电流。一次主开关Q1通过一次电流检测部分被连接在变压器的一次绕组T1A和地G1之间。一次电流检测部分是可以选择的。功率变换器在具有输出电压V0的端子2输出功率。功率变换器的输出功率取决于一次主开关Q1的占空比。变压器T还包括二次绕组T1C。二次从开关Q101通过二次电流检测电路连接在变压器T的二次绕组和地G2之间。当二次从开关Q101导通时，由变压器二次绕组T1C提供电流。功率变换器的二次侧还包括连接在输出端子和地之间的输出电容器C101。一次电流可以通过一次电流检测部分检测，所述一次电流检测部分向用于控制一次主开关Q1的导通和截止的主控制单元提供信号。二次电流被二次电流检测部分检测，所述二次电流检测部分向从控制单元提供信号，用于控制二次从开关Q101的转换操作。功率变换器还包括一次波形检测器，其具有用于向主控制单元输入信号的一次检测绕组T1B。功率变换器还包括二次波形检测器，其具有用于向从控制单元提供信号的二次检测绕组T1D。此外，输出电压V0被反馈到主控制单元。反馈电路可以包括光二极管和检测器。
图2是表示和图1所示的功率变换器有关的波形的曲线。更具体地说，波形1是主开关电压。这是在图1所示的一次主开关Q1的漏极D1上的电压MSV。波形2表示从开关电压，这是在二次从开关Q101的漏极D上的电压。波形3是通过变压器T的一次绕组T1A的一次电流。正电流沿从电压源向一次主开关Q1的方向。波形4是通过变压器T的二次绕组T1C的二次电流。正电流沿从二次从开关Q101向输出端子的方向。由图2的波形可清楚地看出，按照本发明的功率变换器在一次侧和二次侧上都实现了零电压转换，即，在发生转换的时刻在开关Q1和Q101的漏极上的电压为零。这提高了功率变换器的效率。
本发明是一种可变频率的回扫变换器，其具有一次开关和二次开关，分别为Q1和Q101，其特征在于和同步整流相结合的两个开关的全零电压转换，以便实现大大高于常规的反馈变换器的转换效率。
一次主开关Q1和二次从开关Q101被表示为MOSFET(金属-氧化物半导体场效应晶体管)，虽然也可以使用其它类型的晶体管，例如双极结功率晶体管，BJT或IGBT晶体管。FET是优选的，因为它们比大多数双极功率晶体管能够适应较高的开关频率。
本发明包括两个单独的控制单元(主控制单元和从控制单元)，分别用于控制一次主开关和二次从开关。主控制单元和从控制单元独立地并且单机操作。在本发明的功率变换器中不需要第二个变压器用于控制的目的。这使得不需要满足安全标准或者法规规定，这些规定要求在第二变压器的一次侧和二次侧之间具有4000V或更高的裕度。除去通过光耦合器的反馈之外，没有控制信号越过隔离势垒。
本发明的二次侧上的从控制单元按照变压器T的波形进行主-从转换操作。如下面所详细说明的，从控制单元检测变压器波形达到零电压值的时刻，在一个预定的时间延迟之后，使二次侧导通。二次侧(从)控制单元使变压器的二次绕组能够沿反方向由输出电容器C101的回流电流充电到一个特定的值，然后使二次侧截止，借以使变压器再次沿正方向充电。
由图2的波形可见，当主一次开关Q1导通时，二次从开关Q101截止，并且反之亦然。当主一次开关Q1导通时，在变压器一次绕组T1A中的电流线性地上升，因而把能量存储在变压器T中。在主一次侧开关Q1截止的时刻，存储在变压器T中的能量的一部分用于对一次主开关Q1的寄生的输出电容Cds1充电，并且二次从开关Q101的寄生输出电容Cds2放电，从而使图2的波形2所示的二次从开关Q101的漏极电压基本上达到零。这是二次从开关Q101的零电压转换条件。在此时刻，由从控制单元把二次从开关Q101导通，使得变压器T能够通过二次从开关Q101将其存储的能量放电到输出电容器C101。在变压器T被完全放电之后，二次从开关Q101保持导通，使得输出电容器C101中的一些能量回流入变压器T，并沿反方向对变压器T充电。使用二次电流检测部分测量变压器T中的反向电流的大小。在变压器T中存储的能量等于或大于用于使二次从开关Q101的寄生输出电容Cds2充电并使一次主开关Q1的寄生输出电容Cds1放电所需的能量的时刻，从控制单元使二次从开关Q101截止。在一次主开关Q1的寄生输出电容完成放电因而电压达到零时，由主控制单元使一次主开关导通。这是一次主开关Q1的零电压转换条件。
主控制单元根据一次主开关Q1的导通时间确定存储在变压器T中的能量的数量，因而确定变换器的功率输出。从控制单元根据二次从开关Q101的零电压转换边沿、变压器T的放电时间和为达到一次主开关Q1的零电压转换所需的变压器T的反向充电时间，确定二次从开关Q101的导通时间。
因为变换器的功率输出和变压器T的充电和放电时间有关，转换频率和输出功率成反比。本发明的主从回扫变换器是一种可变频率型的变换器。
在本发明的变换器中，对输出电容器C101的放电电流通过二次从开关Q101流动，而不像常规回扫变换器中的情况那样通过整流器的二极管。因此，在输出整流器中的导通损失只由二次从开关Q101的导通状态电阻确定，而不像常规回扫变换器中的情况那样由输出整流器二极管的门限电压确定。二次从控制单元控制与变压器波形同步的二次从开关Q101的导通和截止状态，使得二次从开关Q101起类似于同步整流器的作用。
图3和图1类似，只是更详细地示出了主控制单元和从控制单元。主控制单元包括导通定时器，时间延迟部分，零电压检测器，误差放大器和OCP(过电流保护)电路。OCP电路和功率变换器的一次电流检测部分一道操作。导通定时器控制一次主开关Q1的转换。来自输出端的输出反馈被输入给误差放大器。被放大的误差信号被输入给导通定时器。来自包括一次检测绕组T1B的一次波形检测器的输出被输入给零电压检测器。零电压检测器的输出被延时，并被输入给导通定时器。一次电流检测部分被连接在一次主开关Q1的源极S1和地之间。来自一次电流检测部分的输出被输入到向导通定时器输出信号的OCP电路。根据来自误差放大器的信号、来自零电压检测器的被时间延迟的信号以及来自OCP电路的信号(如果有的话)，导通定时器控制一次主开关Q1的转换。
从控制单元包括具有设置输入和重置输入的设置/重置触发器。从控制单元还包括零电压检测器，时间延迟部分，比较器和参考电源。来自作为二次检测绕组T1D的二次波形检测器的信号被输入到零电压检测器。零电压检测器的输出被时间延迟部分进行时间延迟，并被输入到触发器的置位端。二次电流检测部分位于二次从开关Q101的源极S2和地之间。二次电流检测部分向作为从控制单元的比较器操作的运算放大器的正输入端提供信号。运算放大器的反向输入端接收一个参考信号。所述参考信号可以利用参考二极管例如齐纳二极管，电阻或电池或任何其它已知的用于产生参考信号的方式建立。比较器的输出被输入到触发器的重置端。因而，当二次电流超过由从控制单元设置的参考值时，具体地说超过被提供给比较器的参考值时，触发器便控制二次从开关Q101使其转换。
图4是用于表示主控制单元的操作的波形图。图4的波形1是主开关漏极电压并且和图2的波形相同。波形2是主开关栅极驱动信号，即被提供给一次主开关Q1的栅极G1的电压。波形3是T1B的管脚4的波形，其是被输入给主控制单元的一次检测绕组T1B的管脚4上的波形。波形4是主控制单元的零电压检测器的输出。零电压检测器的输出在如波形3所示T1B管脚4的波形过零时的时刻t1变低。零电压检测器的输出由主控制单元的时间延迟部分延迟直到时刻t2，在此时刻，主开关栅极驱动信号转变，从而使主开关Q1导通。
图5是表示从控制单元的操作的波形图。图5的波形1是从开关漏极波形，并和图2的波形2相同。图5的波形2是从开关栅极驱动信号，即被提供给二次从开关Q101的栅极G2的电压。波形3是T1D的管脚9的波形，其是被输入给从控制单元的二次检测绕组T1D的管脚9上的波形。波形4是从控制单元的零电压检测器的输出。零电压检测器的输出在如波形3所示的TID的管脚9的波形过零时的时刻t3变低。零电压检测器的输出被从控制单元的时间延迟部分延迟到t4，在此时刻从开关栅极驱动信号转变，从而使二次从开关Q101导通。
转换器周期
下面详细说明本发明的图1所示的转换器的周期。当一次主开关Q1导通时，变压器T充电。当一次主开关Q1截止时，二次从开关Q101的寄生电容放电，从而产生二次从开关Q101的零电压转换条件。在如下所述的一个确定的时刻，二次从开关Q101导通。当二次从开关Q101导通时，变压器T放电，并且最终来自输出电容器C101的电荷作为回流流入变压器T，其使变压器充电。二次从开关Q101在如下所述的一个确定的时刻截止。一次主开关Q1放电，从而产生一次主开关Q1的零电压转换条件，然后其导通，并且重复这种周期。
从开关Q101的导通时刻的确定
二次从开关Q101导通的时刻如图2中ta所示。来自二次检测绕组T1D的如图5的波形3所示的信号用于得到使二次从开关Q101导通的时刻。T1D的管脚9的波形被输入到从控制单元的零电压检测器，零电压检测器在T1D的管脚9的波形过零时的时刻t3使其输出转变。零电压检测器的输出被输入到时间延迟部分，并被延迟到时刻t4。在时刻t4，来自时间延迟部分的信号被输入到设置/重置触发器的设置输入端。设置/重置触发器输出信号G2(图5的从开关栅极驱动信号波形2)，用于控制被导通的二次从开关Q101的转换。二次从开关Q101保持导通，直到由从控制单元确定使其截止。
从开关Q101的截止时刻的确定
二次从开关Q101的截止时刻如图2中的tb所示。参见图2的波形4，在二次从开关Q101导通时的时间间隔期间，通过二次从开关Q101的电流是正的，并且最初处于一个大的值，但是逐渐变小，并且最终成为负的。正电流沿着从源极S2到漏极D2到变压器二次绕组T1C到输出电容器C101的方向流动。当图2的波形4所示的二次电流为负时，输出电容器C101对变压器T放电。输出电容器具有足够大的电容，以致于被认为是一个无穷大的电容器。
二次电流检测部分检测通过二次从开关的电流变负的时刻，该时刻如图2的时刻tc所示。当回流电流达到一个门限时，二次从开关Q101截止。更具体地说，来自二次电流检测部分的输出被输入到从控制单元，输入到从控制单元内的比较器。如果回流电流超过参考值，则比较器输出一个使设置/重置触发器重置的信号，所述参考值被设置为一个用于转换使得高效地进行功率变换的最佳值。因而，触发器输出一个信号G2，使二次从开关Q101截止。所述比较器是一个具有正输入端和负输入端的运算放大器。二次电流检测部分的输出被输入到比较器的正输入端，并和被输入到负输入端的参考值比较。参考源被表示为一个参考二极管。也可以使用用于产生参考信号的任何已知的方式。
图6表示和图1所示的实施例类似的本发明的另一个实施例，不过其包括用于控制从控制单元的电流检测比较器的参考电压的电路。此外，分别示出了一次主开关和二次从开关的寄生输出电容Cds1和Cds2。
下面的公式可以精确地确定用于在最佳的转换电流下获得最佳的转换效率的反向电流Ireverse的参考值：Ireverse=2×(0.5×Cds1×Vin2+0.5×Cds2×V02)/LTIC]]>
其中LTIC是变压器T的二次绕组T1C的电感。
因而，所述参考值取决于输入电压。回流的数量必须足够大，以便使一次主开关Q1和二次从开关Q101的寄生电容放电。否则不能实现零电压转换，因而浪费能量。
图6表示和变压器T的二次绕组T1C以及具有输入电压Vi和输出电压V的传递函数相连的峰值检测器。所述传递函数的输出控制从控制单元的电流检测比较器的参考电压。二次从开关Q101的截止条件取决于变换器的V0和Vin。输出电压V0一般是恒定的，因为其借助于反馈环被调节。不过，输入电压Vin可以改变，这意味着，二次从开关Q101的截止反向电流随变换器的输入电压Vin而改变。通过在二次绕组T1C上增加峰值检测器，在峰值检测器的输出端获得作为V0和Vin/N(其中N是一次绕组T1A和二次绕组T1C之间的匝数比)的和的函数的电压。通过控制作为峰值检测器的输出电压的函数的二次从开关Q101的截止反向电流，可以在变换器的每一个输入电压(Vin)和输出电压(V0)下都满足截止条件。因为二次从开关Q101的截止反向电流与输入电压Vin和输出电压V0二者都呈非线性关系，峰值检测器的输出电压必须通过一个传递函数被输入到参考电压，其中所述传递函数被表示为V＝f(Vi)。
所述传递函数可以由二极管、晶体管或其它元件例如提供非线性函数的乘法器构成。
一次电流检测部分和二次电流检测部分的每一个可以由变压器、电阻或霍尔检测器或者任何其它合适的装置构成。
还设想了一种功率变换的方法，包括一次开关和二次开关的零电压转换，和按照变换器的变压器的波形转换二次开关。按照一次主开关的下降沿被延迟一个时间间隔之后使二次从开关导通，以便确保二次从开关的零电压转换。当回流电流超过一个门限值时，使二次从开关截止，所述门限值被设置使得获得变换器的最佳的转换时间和效率。
虽然本发明参照优选实施例进行了说明，但是本领域技术人员应当理解，在本发明的范围和构思内可以作出许多改变和改型。优选实施例的附图和说明是以举例的方式给出的，并不限制本发明的范围，并且所有的改变和改型都被包括在本发明的范围和构思内。