能减少输入电流波动的DC-DC变换器 【技术领域】
本发明涉及到DC-DC变换器，具体涉及到能够为改善电路效率而减少输入电流波动的DC-DC变换器。技术背景
美国专利US5,910,712号公开了被称为逆向变换器的一种DC-DC变换器，它包括一个变压器，其初级绕组串联连接到跨接一个输入DC电源的开关元件，而次级绕组跨接在一个平滑输出电容上，电容响应为负载提供一个DC输出电压。在操作中靠控制开关元件导通和关断来反复遮断提供给初级绕组的输入DC电压，当开关元件导通时在初级绕组中积聚能量，并且在开关元件关断时从次级绕组释放相应的能量为平滑输出电容充电，从而将平滑的DC输出电压提供给负载。这样就有可能通过选择开关元件的占空度将输出DC电压设置在理想的电平，甚至低于输入DC电压。
然而，这种电路在开关元件关断的同时许可不从输入DC电源提供输入电流，因而会导致输入电流波动增大。增大的波动导致电路效率降低，并且会相应地增大输入电流峰值，这就需要大容量的变压器，同时会增大变压器的体积。另外，由于这种电路中的变压器只用于从输入DC电源向负载输送能量，变压器必须包括较大的铁心以避免磁通饱和，因而体积会很大。这样就难以使用设计紧凑的变压器，并且难以将整个电路装配得足够紧凑以便安装在有限的空间内。发明内容
针对所述缺点而提出的本发明，提供了一种减少输入电流波动的改进的DC-DC变换器，它能够使用紧凑的变压器来缩小变换器的物理尺寸，并且为使用这种紧凑型DC-DC变换器的放电灯提供了一种镇流器。按照本发明地DC-DC变换器有一个适合接收输入DC电压的变换器输入，还有一个适合连接到负载的变换器输出，为负载提供一个输出DC电压。变换器包括一个具有初级绕组和次级绕组的变压器。初级绕组串联连接到跨接变换器输入的一个开关元件。驱动开关元件导通和关断来反复遮断DC输入电压，并且在开关元件关断时在次级绕组中感应出电能。在电路中连接一个电容，由次级绕组释放的电能为其充电而积聚成输出DC电压，并且跨接在变换器输出上为负载提供产生的输出DC电压。
本发明的标志性特征在于电容被串联连接到一个整流器和次级绕组，通过变换器输入由次级绕组释放的电能给电容器充电。按照这种布局，即使在开关元件关断时，电路也会得到一个连续流过变换器输入的输入电流。这样就能保证输入DC电流不会中断，从而减少输入电流波动并降低输入电流峰值，这样就能在整体紧凑布局的变换器中使用小型变压器来改善电路效率。
变换器中包括一个用来确定开关元件切换频率的控制器，该频率比电容和次级绕组构成的谐振系统固有的谐振频率高得多，为可靠地操作变换器而抑制有害的振荡。
在本发明的一个实施例中，电容被串联连接到跨接DC电源的初级绕组上形成闭环的电容，次级绕组，整流器，变换器输入及初级绕组，在开关元件关断时供输入电流流通。为此要根据初级绕组的缠绕方向来选择次级绕组的极性，使输入DC电压在相位上与第一和第二线圈上分别感应的电压重叠。
在本发明的另一实施例中，电容被串联连接到次级绕组和跨接DC电源的整流器，并且与初级绕组和开关元件的串联组合相并联。这样就形成了闭环的电容，次级绕组，整流器和变换器输入，在开关元件关断时供输入电流流通。为此要根据初级绕组的缠绕方向来选择次级绕组的极性，使输入DC电压在相位上与次级绕组感应的电压重叠。或者是根据初级绕组的缠绕方向来选择次级绕组的极性，使输入DC电压在相反相位上与次级绕组感应的电压重叠。
最好是跨着变换器输出连接一个低通滤波器来消除输出波动。
这种DC-DC变换器最适合用于放电灯的镇流器，其中连接有一个逆变器用来将变换器的输出DC电压变换成操作放电灯的AC电压。附图说明
参照以下的详细说明特别是结合附图的解释就能更加完整地理解本发明及其伴随的许多优点，在附图中
图1是按照本发明第一实施例的DC-DC变换器的电路图；
图2A和2B是变换器的工作示意图；
图3是解释变换器工作的波形图；
图4是包括所述变换器和一个逆变器的一种放电灯镇流器的电路图；
图5是包括一种改型的变换器和同样的逆变器的另一种放电灯镇流器的电路图；
图6是按照本发明第二实施例的DC-DC变换器的电路图；
图7A和7B是这种变换器的工作示意图；
图8是解释变换器工作的波形图；
图9是按照本发明第一和第二实施例的一种DC-DC变换器的电路图；
图10A和10B是这种变换器的工作示意图；以及
图11是解释变换器工作的波形图。具体实施方式
以下要参照附图解释本发明的实施例，在所有附图中用相同的标号表示对应或相同的元件。
参见图1，图中表示按照本发明第一实施例的DC-DC变换器。变换器20可以连接到DC电源10上为其提供一个输入DC电压，并且提供一个可调输出DC电压去激励负载60。尽管本实施例表示的DC电源10包括一个电池12及电感14和电容16组成的一个输入滤波器，变换器也可以采用不同构造的各种DC电源。变换器20包括一个变压器30，它具有与跨接输入端子21的开关元件24(例如是晶体管)串联连接的初级绕组31，以及与初级绕组极性相反且串联连接到一个整流器的次级绕组32，整流器例如是一个跨接在输出端子27上成正向偏置关系的二极管26。一个平滑输出电容34与初级绕组31，次级绕组32和跨接输入端子21的二极管26串联连接，电容34连接在线圈31和32之间。由电感41和电容42组成的一个低通滤波器40被连接在变换器20的输出端子27和负载60之间。用控制器50驱动开关元件24按照高达20kHz以上的高频和可变的占空度导通和关断，并且根据在负载60上检测到的电压和检测的负载电流Iout改变其占空度，为负载60提供恒定的输出DC电压。
在工作中，当开关元件24导通时，输入电流Iin1从DC电源10流入变压器30的初级绕组31，如图2A中的实线箭头所示，在线圈中储存电能。此后，在开关元件24关断时，变压器30释放其电能，使输入电流Iin2流过次级绕组32，二极管26，DC电源10，初级绕组31和电容34的闭环，如图2B中的实线箭头所示，为平滑输出电容34充电。电流Iin2包括从DC电源获取的电流，因此，来自DC电源的输入电流在开关元件关断时不会中断，这样就能减少输入电流波动并降低电流峰值。当开关元件随后导通时，平滑输出电容34通过开关元件24放电产生一个输出电流Iout1去激励负载，如图2A中的虚线箭头所示。从这一点来看，平滑输出电容34可以作为一个输出电容，在开关元件24导通时向负载提供输出DC电压。在开关元件24关断时，负载能持续获得从次级绕组32流经二极管26释放的输出电流Iout2，如图2B中的虚线箭头所示。如图中的点所示，次级绕组32相对于初级绕组31的缠绕方向是这样的，在开关元件24关断时，使来自DC电源的输入DC电压在相位上与原边和次级绕组31和32的电压重叠。
图3表示流经变换器电路中的各种电流，用来演示所述电路的操作。在该图中用流经初级绕组31的电流I31表示由电流Iin1和Iin2组合而成的输入电流，而输出电流Iout是由流经电感41的电流Iout1和Iout2组合而成的。电流I32代表流经次级绕组32的电流。
如上所述，从DC电源持续供应输入电流，与开关元件24的导通/关断状态无关，变换器能够有效降低输入电流波动及输入电流峰值。这样就能降低变压器30的功率需求，有可能使用小型的变压器。另外，由于初级绕组31与次级绕组32串联连接并且在开关元件关断时协同为平滑输出电容34充电，如图2B所示，初级绕组31的匝数与次级绕组32的匝数叠加对平滑输出电容34起作用。这就意味着可以将次级绕组的匝数减少相当于初级绕组匝数的数量。结果，与次级绕组单独为电容34充电的情况相比，就可以进一步缩小变压器的尺寸。另外，降低电流波动有可能用小容量的电容34维持必要的功能，这样有助于实现整体装配的紧凑。
图4表示作为DC-DC变换器一种典型应用的放电灯整流器，为其配置的负载包括为操作放电灯100提供1kHz低频AC电压的一个逆变器70，和一个起动器80，它为灯提供一个20kV以上的高起动电压。逆变器70具有布置成全桥连接方式的四个开关晶体管71到74。用一个驱动器76驱动这些晶体管使对角线上相对的一对晶体管71和74相对于另外一对晶体管72和73交替地同时导通和关断，从而将来自变换器的输出DC电压变换成AC电压提供给灯100。驱动器76被连接到控制器50’接收一个1kHz以下的低频控制信号而产生低频逆变器输出。起动器80包括一个带初级绕组81和次级绕组82的变压器，次级绕组在馈送逆变器输出的路径中与灯100串联连接。一个电容84和用于使电容84放电的开关85的串联组合跨接在初级绕组81上，在次级绕组82中感应出高起动电压去起动灯。
用一个增压器90为电容84充电，它利用出现在次级绕组32中的电压提供一个足以对电容84快速充电的增压DC电压。增压器90被配置成由二极管91到94，电容95到98和一个电阻99组成的高达几百万伏的超高直流电压整流器。增压器90的输入跨接在变换器20的二极管26上，并且由二极管26上的电压产生增压的DC电压。
图5表示另一种镇流器，它与图4的唯一区别是变换器20有所修改，让增压器90获取出现在电容24与二极管26的串联组合上的电压。按照这种连接方式，二极管26被串联连接在次级绕组32和平滑输出电容34之间，而变换器20的工作方式仍然与上文所述相同。为了便于参照用相同的标号表示相同的部件。
图6表示按照本发明与第一实施例类似的第二实施例的DC-DC变换器20A，唯一的区别是平滑输出电容34A与次级绕组32A和二极管26A串联连接，与初级绕组31A和开关元件24A的串联组合成并联关系跨接在DC电源10上。用带后缀”A”的相同的标号表示相同的部件。如下文说述，次级绕组32A和初级绕组31A具有相同的极性，在开关元件24A关断时使输入DC电压在相位上与次级绕组32A感应的电压重叠。
参照图7A和7B来解释变换器的工作方式。在开关元件24A导通时，DC电源10提供的输入电流Iin1流过初级绕组31A，如图7A中的实线箭头所示，在变压器30A上储存电能。在开关元件24A随后关断时，次级绕组32A就释放电能，通过二极管26A向负载提供输出电流Iout2，如图7B中的虚线箭头所示，并允许来自DC电源10的输入电流Iin2持续流过平滑输出电容34A，次级绕组32A和二极管26A为平滑输出电容34A充电，如图7B中的实线箭头所示。在开关元件24A随后导通时，被充电的平滑输出电容34A就能使输出电流Iout1通过初级绕组31A和开关元件24A流到负载，如图7A中的虚线所示。另外，在开关元件24A关断时，平滑输出电容34A还能使输出电流Iout3通过电源10流到负载，如另一条虚线所示。
图8表示流经变换器电路中的各种电流，用来演示所述电路的操作。该图中的输入电流Iin是电流Iin1，Iin2和Iout3的组合，而提供给负载的输出电流Iout是电流Iout1，Iout和Iout3的组合。电流I31和I32分别代表流经初级绕组31A和32A的电流。用图8的波形可以确定，本实施例的变换器同样能保证输入电流没有中断，这样就能减少输入电流波动并降低输入电流峰值。
图9表示按照本发明与第二实施例相同的第二实施例的DC-DC变换器20A，唯一的区别是次级绕组32B的缠绕极性被选择成与第二实施例相反，输入和输出电流从反方向上流过次级绕组32B和二极管26B。用带后缀”B”的相同的标号表示相同的部件。
参照图10A和10B来解释这种变换器的工作方式。在开关元件24A导通时，DC电源10提供的输入电流Iin1流过初级绕组31B，如图10A中的实线箭头所示，在变压器30B上储存电能。在开关元件24B随后关断时，次级绕组32B就释放电能，通过二极管26B向负载提供输出电流Iout1，如图10B中的虚线箭头所示。同时，平滑输出电容34B协同DC电源10向负载提供额外的电流Iout2。由于电流Iout2流经DC电源10，可以将其视为程序流动的输入电流，即使是在开关元件24B的关断周期中，也能从DC电源10流到变换器，这样就能象前述实施例一样减少输入电流波动并降低输入电流峰值。值得注意的是，在开关元件24B的导通周期中，DC电源10还能使一个相同的电流Iout3通过平滑输出电容34B流到负载。
图11表示在所述变换器20B的电路中流动的各种电流，用来演示所述电路的操作。该图中的输入电流Iin是电流Iin1，Iin2，Iout2和Iout3的组合，而提供给负载的输出电流Iout是电流Iout1，Iout和Iout3的组合。电流I31和I32分别代表流经初级绕组31B和32B的电流。用图11的波形还可以确定，本实施例的变换器也能保证输入电流没有中断，这样就能减少输入电流波动并降低输入电流峰值。
本申请以2000年11月15日提交的日本专利申请2000-348758号为基础并且要求其优先权，该申请的全文可作为本文的参考资料。附图文字
图1控制器 负载
图3开关24 导通 关断
电流I31《输入电流》
电流I32
输出电流Iout
图8开关24A 导通 关断
输入电流Iin
电流I31
电流I32
输出电流Iout
图11开关24B 导通 关断
输入电流Iin
电流I31
电流I32
输出电流Iout
图4控制器 驱动器
图5控制器 驱动器
图6控制器 负载
图9控制器 负载