开关电源电路和电子装置 【技术领域】
本发明涉及将交流电源电压转换为直流电源电压的开关电源电路，更具体地说涉及优选用作备用电源电路并能够保护开关元件不受冲击电压的影响的开关电源电路。
背景技术
大多数电子装置(比如电视机)具有操作在主单元中的每个元件的主电源电路和连续地操作备用电路(比如从遥控器接收信号的光接收电路、微型计算机等)的备用电源电路。
备用电源电路通常具有连接到交流电源的整流电路，并给上述的光接收电路和微型计算机连续地提供相对较低的电源电压(例如大约5V)。在遥控器已经指示光接收电路接通电子装置时，主电源电路在微型计算机的控制下操作。在另一方面，在遥控器已经指示光接收电路切断该装置时，在微型计算机的控制下主电源电路的操作停止。
最近的趋势是使用开关电源电路作为备用电源电路。开关电源电路通常包括连接到交流电源的整流器电路、对整流器电路的输出进行滤波的滤波电容器、从滤波电容器向其输送直流电流的换流变压器和通过变压器地初级绕组从滤波电容器向其输送直流电流的开关元件。开关元件的接通(ON)和切断(OFF)受开关控制电路的输出的控制。在开关元件的切断期间，在上述的初级绕组中积累的能量传输到变压器的次级绕组。在次级绕组中产生的电压整流为直流输出电压。
根据直流输出电压的变化控制开关元件的接通/切断周期(占空比)，由此稳定了电源电路的直流输出电压。
如果开关电源电路用作备用电源电路，则滤波电容器的电容通常设置得较小(与主电源的电容比较)。这就减小了备用电源电路的大小，如果它短时失效，这也能够提高微型计算机检测电源是否恢复的响应性。
如果滤波电容器具有较小的电容，则在交流电源已经接通时由于交流电源的电抗分量的影响产生了冲击电压，由此极大地增加了在滤波电容器上的电压。如果该电容较大，则该电容器吸收了电压冲击。另一方面，如果该电容较小，则该电容器不能吸收冲击电压，结果连接到这个电容器的电路可能受到瞬间高压的影响。
结合在开关电源电路中的开关控制电路包括振荡电路，在电源接通之后在滤波电容器的端电压超过预定值时这个振荡电路产生振荡。如果冲击电压高于开关元件的击穿电压，则冲击电压可能损坏开关元件。
为防止这些，需要增加滤波电容器的电容，以使它能够吸收冲击电压。但是，如果这样做，则使微型计算机的响应性降低到较低，因此，如果电源短短失效后微型计算机不能快速地检测电源的恢复。如果在微型计算机操作之前主电源电路给主单元的每个元件输送操作电压，则主单元可能出现故障。此外，如果冲击吸收元件插入在交流电源和整流器电路之间，则电流连续地流经冲击吸收元件，导致功率消耗的增加。
日本专利申请KOKAI出版物No.2002-51551公开了一种根据负载改变开关电源电路的滤波电容的技术，使得在备用模式下减小滤波电容，并且仅在输入电压低于预定值时控制开关元件的接通/切断。但是，这个出版物没有包含关于保护不受施加到滤波电容器的电压的快速增加的影响的描述。
如上文所描述，如果开关电源电路用作备用电源，则需要减小滤波电容器的电容，但是，这样做具有冲击电压可能增加开关元件的击穿电压并损坏该元件的危险。
【发明内容】
根据本发明的一方面，提供一种开关电源电路，包括：产生输入直流电压的直流电压产生电路，该直流电压产生电路包括对交流电源电压进行整流的整流器电路和对该整流器电路的输出进行滤波的滤波电容器；具有初级和次级绕组的换流变压器，该输入直流电压施加到初级绕组的一端；具有主电流通路和控制电极的开关元件，该主电流通路连接在初级绕组的另一端和参考电位点之间，并且响应输送给控制电极的开关信号接通/切断开关元件；对在换流变压器的次级绕组上的电压进行整流由此将输出直流电压施加给负载的输出电路；具有振荡电路并基于振荡电路的振荡操作给开关元件输送开关信号的开关控制电路；以及具有比较器电路的振荡控制电路，该比较器电路比较第一规定的电压和施加给开关元件的输入直流电压，如果输入直流电压高于第一规定的电压则该振荡控制电路禁止开关控制电路的振荡电路的操作。
【附图说明】
结合在说明书中并作为说明书的一部分的附图示出了本发明的实施例，这些附图连同上文的一般性描述和下文给出的实施例的详细描述解释本发明的原理。
附图1所示为根据本发明的实施例结合开关电源电路的电子装置的完整结构的方块图；
附图2所示为根据本发明的第一实施例作为开关电源电路的备用电源电路的电路图；
附图3所示为说明在输入电压VIN和和FET的漏极电压之间的关系的曲线图；
附图4所示为说明第一实施例的变型的视图；
附图5所示为根据本发明的第二实施例的备用电源电路的电路图；
附图6所示为根据本发明的第三实施例的备用电源电路的电路图；
附图7所示为根据本发明的第三实施例的变型的备用电源电路的电路图；
附图8所示为根据本发明的第四实施例的备用电源电路的电路图。
【具体实施方式】
下文将参考附图描述根据本发明的电子装置的开关电源装置和电子装置的结构。附图1所示为说明根据本发明的电子装置(具体地说电视机的电源系统)的整个结构的方块图。
电源开关11是接通/切断输送商用交流电源的交流电源电压例如100V的手动开关。在电源开关11已经接通时，将功率输送给备用电源电路10，由此给微型计算机18和光接收电路19输送例如5V电压。备用电源电路10是开关电源。微型计算机18由备用电源电路10提供电源。在遥控器20已经产生了电源接通信号时，光接收电路19接收信号并将它输送给微型计算机18，由此接通主电源开关12。
在主电源开关12已经接通时，交流电源电压通过主电源开关12输送给整流器电路13。整流器电路13将交流电源电压整流为直流电压，并将它输出给主电源电路14。主电源电路14例如包括开关电源电路。主电源电路14从整流器电路13输入直流电压并将相应的适当的直流电压施加给负载电路比如视频电路15、声频电路16、偏转电路17等。
在另一方面，在遥控器已经产生了电源切断信号时，光接收电路19切断主电源开关12。主电源开关12例如包括继电器。
在主电源开关12已经切断时，停止给整流器电路13和主电源电路14输送功率。结果，也停止给负载电路15、16和17输送直流电源电压。即使主电源电路14的操作停止了，备用电源电路10仍然继续给备用电路(比如微型计算机18、光接收电路19等)提供功率，除非电源开关11切断。
在用户已经按下遥控器20的功率接通按钮时，功率接通信号通过光接收电路19传送给微型计算机18。微型计算机18接通主电源开关12，由此使主电源电路14重新开始给负载电路15、16和17提供功率。
附图2所示为根据本发明的第一实施例在上述的电子装置中使用的备用电源电路10的电路图。
备用电源电路10包括输入侧电源电路50和输出侧电源电路60。输入侧电源电路50具有对来自商用电源的交流电压(交流输入)进行整流的整流器电路10a和对整流器电路10a的输出电压进行滤波的滤波电容器10b。在滤波电容器10上产生的直流输入电压VIN施加给换流变压器31的初级绕组31a的一端。
换流变压器31的初级绕组31a的另一端连接到作为开关元件用的MOSFET(下文简单地称为“FET”)34的漏极。FET 34的栅极连接到开关控制电路32的GATE端以使FET 34的开关操作受控制电路32控制。FET 34的源极端连接到作为滤波电容器10b的另一端的参考电位点(地)。FET 34的漏-源电流通路起主电流通路的作用，而它的栅极端起控制输入端的作用。
缓冲电路37并联连接到换流变压器31的初级绕组31a以防止在开关操作的过程中将高于FET 34的漏/源击穿电压的电压施加到其中。
在附图2中由虚线所示的块30由IC(集成电路)形成。在该实施例中，FET 34结合在IC 30中。但是，FET 34可以提供在IC 30的外面。IC 30进一步结合了前文描述的开关控制电路32和冲击电压检测电路41a。冲击电压检测电路41a用于在输入电压VIN中产生冲击电压时中断开关控制电路32的操作以保护FET 34。
开关控制电路32在GATE端产生在FET 34上执行开关控制的振荡脉冲输出。应用这种结构，FET 34接通/切断，在FET 34的切断的期间在换流变压器31的初级绕组31a侧上累积能量，而在FET34的接通期间给次级绕组31b侧释放能量。结果，初级和次级绕组31a和31b分别产生具有相反极性的交流电压V1和V2。交流电压V2通过二极管36整流，通过滤波电容器38滤波并作为电源电压VOUT输送给作为次级侧负载电路的例如结合了微型计算机的备用电路。
开关控制电路32的PTC端连接到光耦合器39的输出端，通过来自输出侧电源电路60的反馈信号操作该光耦合器。光耦合器39包括光发射二极管39a和光电晶体管39b，形成将来自输出侧电源电路60的反馈信号输送给输入侧电源电路50的反馈电路。发射二极管39a形成了光耦合器39的光发射部分，而光电晶体管39b形成了光接收部分。
整流二极管36的阴极连接到光发射二极管39a的阳极，而光发射二极管39a的阴极通过齐纳二极管40连接到参考电位点。光电晶体管39b的集电极连接到开关控制电路32的PTC端，而二极管39b的发射极连接到参考电位点。
应用这种结构，例如如果输出电压VOUT高于由齐纳二极管40所确定的预定电压VT，则光发射二极管39a接通。在光发射二极管39a已经接通时，由此发射的光接通光电晶体管39b。结果，在开关控制电路32的PTC端上的电压下降到LOW，由此使开关控制电路32的振荡电路减小输出电压VOUT。例如通过减小振荡频率或缩短开关接通周期将输出电压VOUT控制到恒定的较低的值。相反，如果输出电压VOUT变为较低，则光发射二极管39a切断，由此切断光电晶体管39b。结果，在PTC端上的电压增加到HIGH，由此使开关控制电路32的振荡电路增加输出电压VOUT。例如通过增加振荡频率或加长开关接通周期将输出电压VOUT控制到恒定的较高的值。
附图3所示为在输入电压VIN和FET的漏极电压VD之间的关系的曲线图。电源开关11在时间点t0时接通，之后FET 34开始它的大约250μs的开关操作。
由虚线表示的输入电压VINO表示在270V的输入交流电压正常增加时形成的电压波形。因此，正常输入电压VINO具有维持输入交流电压的峰值(大约382V＝交流)的波形。但是，因为电源电压的波动、在电源启动时的起动电流、雷击等缘故在输入电压VINO中可能产生冲击。在这种冲击已经产生时，如VINS所示输入电压达到500V或更大。
电压VDS表示在输入电压VIN中已经产生冲击时FET 34的漏极电压。在图3中，漏极电压VDS瞬时地到达650V或更大。因此，在输入电压VIN中已经产生冲击并且开关操作已经开始时，漏极电压远大于在没有产生冲击电压时的漏极电压。这意味着漏极电压的增加使通常用作备用电源的FET恶化或损坏。
为避免这种情况，该实施例的特征在于通过冲击电压检测电路41a连续地监测FET 34的漏极电压VD，并且基于检测电路41a的监测结果控制开关控制电路32。具体地说，在电源开关11已经接通(在这种状态下，备用电源电路10没有接通)时，如果漏极电压VD高于规定的值，则开关控制电路32的振荡电路禁止或停止振荡，由此不会从GATE端中输出脉冲串，因此FET 34不会启动开关操作。因此，开关控制电路32降低到0V，即输送给FET 34的控制输出信号的电平，由此禁止了FET 34的操作。
冲击电压检测电路41a包括比较器35和规定电压产生部分36。FET 34的漏极电压VD施加到比较器35的非倒相输入端，同时将规定的电压VS从规定电压产生部分36输入到比较器35的倒相输入端。比较器35的输出输送给开关控制电路32的CMP端。
例如一旦输入功率在输入电压VIN中已经产生了冲击电压时，漏极电压VD(这是直流电压)变得比规定的电压VS更高，比较器35的输出变为HIGH。在日本，规定的电压VS例如设定为大约170V(在欧洲(交流电压＝230V)，它被设定为大约382V)。这是因为开关控制电路32不从GATE端产生脉冲串信号，因此FET 34不执行开关操作，换流变压器31的初级绕组不产生交流电压V1。
如上文所述，在本实施例中，根据输送功率检测在滤波电容器10b上的输入直流电压VIN，由此控制开关控制电路32以便如果输入直流电压VIN不高于规定的值则开始振荡，而如果电压VIN高于规定的值则禁止振荡。因此，如果漏极电压VD可能超过开关元件FET 34的击穿电压则禁止振荡。因此，在开关元件开始振荡之前的漏极电压VD的检测能够保护开关元件不受过大的击穿电压的影响，由于在交流输入电源电压的增加或者冲击电压引起的初级滤波电容器电压的非常大的增加引起了这种过大的击穿电压。
上述的结构可以修改以使规定的电压VSI施加到比较器35的非倒相输入端，输入直流电压VIN施加到比较器的倒相输入端。在这种情况下比较器35的输出的极性相对于前述的结构反向。但是，如果根据反向极性的输出修改开关控制电路32则这不会带来问题。
附图4所示为第一实施例的改进。在第一实施例中，由于漏极电压VD输入到比较器35，因此比较器35必需是高冲击电压比较器，并且规定的电压产生部分36必需产生高压。
在另一方面，在附图4中所示的改进中，通过电阻R1和R2对漏极电压VD进行分压所得的电压输入到比较器35的非倒相输入端，而同时将通过使用电阻R3和齐纳二极管42减小漏极电压VD而获得的电压输入到比较器35的倒相输入端。因此，这种改进的优点在于它不需要高击穿比较器或高压产生部分。
附图5所示为根据本发明的第二实施例的冲击电压检测电路41c。这个实施例的特征在于比较器35的非倒相输入端连接到滤波电容器10a的一端以使输入电压VIN输入到其中。如第一实施例一样，规定的电压VS输入到比较器35的倒相输入端。
在附图2所示的实施例中，在从该装置的接通到通过FET 34开始开关操作的时间中主要检测冲击电压。在开关操作的过程中，由于漏极电压VD不同于输入直流电压VIN，因此不能精确地检测冲击电压的发生。
在另一方面，在附图5的实施例中，由于直接监测施加到滤波电容器10b的一端的电压(即输入电压VIN)，因此即使在开关操作的过程中仍然可以执行可靠的检测操作，因此可以精确地检测在输入直流电压VIN中的冲击电压的发生。
附图6和7所示为根据本发明的第三实施例的电压检测电路44。在附图6所示的实例中，提供低压检测电路41d以及冲击电压检测电路41a。低电压检测电路41d包括具有向其输入电压VL的非倒相输入端和向其输入输入直流电压VIN的倒相输入端的比较器43。比较器35的输出连接到开关控制电路32的端子CMP1，而比较器43的输出连接到电路32的另一端CMP2。在本实施例中，如果交流输入电源电压在预定的电压范围内，则备用电源接通以接通主电源开关12。
具体地说，由于备用电源电路的输出功率较低，因此可以很容易地加宽备用电源电路的输入电源电压的范围。例如，输入电源电压范围可以处理从交流270V至交流70V的范围的输入电压。这种交流电压范围对应于382V(270*)-99V(70*)的直流电压范围。在另一方面，主电源电路14的输入电源电压范围却不容易被加宽，因为输出功率较高。该范围例如从交流270V至交流170V，即从直流382V(270*)至直流240V(170*)。如果在这个范围之外的电压输入到主电源电路14中，则电路恶化，由此需要其它的措施。
根据上文的描述，第三实施例被构造成备用电源电路10仅在电压检测电路44已经检测到输入电压落在直流382V-直流240V的范围内时执行开关振荡。如果在附图1中所示的开关12被设置成在附图6中所示的备用电源电路10接通时使它接通，则仅在输入电源电压落在直流382V-直流240V的范围内时操作主电源电路14。因此，可以防止主电源电路14恶化。
在附图7中所示的实例目的在于通过使用滤波电容器10b的一端作为电压检测点来稳定检测操作。
此外，附图8所示为根据本发明的第四实施例的冲击电压检测电路41f。二极管45、电阻R4和电容器46形成了峰值保持电路。比较器35比较由峰值保持电路所保持的电压和由第三规定电压产生部分47所产生的第三规定的电压VS2。
冲击电压检测电路41f检测在附图3中所示的漏极电压VD的瞬时峰值是否高于第三规定的电压。因此，在本实施例中，除了在接通电子装置时(在开始振荡之前)的漏极电压以外，检测到在备用电源电路10正执行开关操作时开关元件FET 34的最大漏极电压。因此，在最大漏极电压超过FET 34的击穿电压之前停止振荡。
对于本领域的普通技术人员来说其它的优点和改进是显然的。因此，在广义上讲本发明并不限于特定的细节和在此所示出并描述的有代表性的实施例。因此，在不脱离有附加的权利要求和它们的等同方案所界定的一般发明原理的精神和范围的前提下可以作出各种改进。