跨导电容滤波器和抑制该滤波器引入的有害信号的方法 【技术领域】
本发明总体上涉及一种差分模拟电路，更具体地，涉及高速GmC集成滤波器。
相关技术
跨导体电容(GmC)滤波器是通讯系统中使用的典型连续滤波器。跨导体是一种元件，其提供与输入信号电压Vin成正比的输出电流ic。对于双极设备，存在下列关系：
ic＝gm×Vin
其中，gm是该元件的跨导。通常，跨导越大，增益越大。
当在跨导体的输出端连接一个电容器时，就形成一个积分器。因此单片滤波器可以利用GmC积分器实现。跨导定义为集电极电流(Ic)的变化与输入电压变化之比。如果用dIc表示由输入电压(Vin)的微小变化引起的集电极或漏极电流变化，则跨导为：gm=dIcdVin]]>
如现有技术中已知，图1阐明许多RF组件如低噪声放大器和混频器中通常所用的差分对跨导级。为了改善线性度，阻抗Ze可以用通常连接跨导级的晶体管的电阻、电容、或电感实现。
在典型的通讯系统中，GmC滤波器可以是接收器的一个重要组件。但是，GmC引入在设计滤波器结构时必须考虑的噪声。为了补偿增加地由GmC引入的噪声，电路设计者们加入电路来补偿噪声特性，和/或使用大的偏置电流来消除噪声的影响。增加电路来补偿引入的噪声导致设备尺寸增加，从而增加设计和制造成本。
提供大电流源来补偿由GmC滤波器引入的噪声具有缩短使用该滤波器的设备的寿命的副作用。例如，如果不必用大电流源抑制由滤波器引入的噪声，则蜂窝电话的电池可以使用更长时间。
尽管现有的GmC滤波器设计方法比较满意，但是用于补偿由滤波器加入的噪声的解决方案具有不理想的效果。此外，使用大电流源改善噪声特性导致使用GmC滤波器的产品寿命的缩短。因此，需要一种改善GmC滤波器性能的电路。
概述
本发明提供一种电路，用于抑制由GmC滤波器补偿级引入的有害信号。该补偿级通过将该补偿级的输出耦合到第一补偿级的输入来实现，其称为反馈部分。第一补偿级的输出耦合到该补偿级的输入。该补偿级的输出耦合到第二补偿级的输入，其称为前馈部分。该电路利用同一补偿级完成GmC滤波器的反馈和前馈部分。通过使用同一补偿级完成反馈和前馈部分，由抑制GmC滤波器的补偿级引入的有害噪声和dc偏移得以抑制。
通过阅读下面的特征和详细说明，本领域的技术人员将会明白本发明的其它系统、方法、特征和优点。所有这样的其它系统、方法、特征和优点都将包括在该说明内，包括在本发明的范围内，并受到所附权利要求的保护。
附图简述
参考下列附图可以更好地理解本发明。图中的元件不一定是按比例的或强调的，而只是为了说明本发明的原理。此外，在附图中，相同的参考标号在所有不同的图中表示对应的部分。
图1是说明现有技术差分对晶体管电路的电路图，该电路的跨导由其负反馈电阻定义；
图2是说明简化接收器的电路图；
图3是说明图2所示接收器的GmC滤波器的简化结构的电路图；
图4是说明图3所示GmC滤波器的简化系统图的电路图；
图5是说明现有技术GmC滤波器简化结构的电路图；
图6是说明图5所示GmC滤波器的简化系统图的电路图；
图7是说明双极GmC滤波器的电路图。
发明详述
图2是一个电路图，示出接收器系统200的一个实施例，其功能是隔离接收到的信号202。介电元件RF前端滤波器204用于消除带外能量和抑制图像频带信号。经过低噪声放大器(LNA)206对接收到的信号进行初始放大后，整个信号频谱，包括有用和有害信号能量，被混频器208和210利用局部振荡器(LO)212频率变换至固定的中频(IF)，该局部振荡器被调谐至期望的载波频率。
在混频器208和210的输出端214和216，选择的接收到的频道被变换为同样的预定IF频率。因为在IF的期望的载波通常被频率变换到同样的中频，所以，基带滤波器218和220现在可以用于消除交流I和Q频道中的信号能量。在基带滤波器218和220之后，期望的信号被利用可变增益放大器(VGA)(222、224、226和228)放大，以调节期望信号的振幅。利用新颖的GmC结构实现的滤波器(230、232、234和236)进一步处理期望信号。在接收器系统200的输出端是交流RxI58和RxQ60频道中的经过处理的接收到的信号。
在某些系统中，如外差接收器，将期望信号变换到低或零IF的第二混频器(未示出)可以跟随特定组的IF滤波器。期望的载波被频率变换后，基带滤波器(218和220)可以被用于消除交流I和Q频道中的信号能量。不管接收器是直接变换的，如在示范实施例中一样，还是外差型，最好使用可调基带滤波器如GmC滤波器对相邻的I和Q频道滤波。关于射频接收器的更详细的讨论，可参考本领域中公知的很容易得到的RF系统设计书籍。
图3示出本发明的示范实施例的GmC滤波器300的系统图。图3所示GmC滤波器300接收电流模式的输入信号Iin，且包括：电容器C1、差分射极晶体管电路(以下也称为压缩级)302、第一射极耦合晶体管电路304、和第二设计耦合晶体管电路306。第一和第二射极耦合晶体管电路304、306还可以称为解压缩级。在本实施例中，有单个压缩级302驱动两个解压缩级304和306。可选地，单个压缩级可以驱动两个以上解压缩级。使用同一个压缩级驱动一个以上解压缩级的好处之一在于减小了电路。通过减小电路，由GmC滤波器300消耗的电流比如图5所示的现有技术滤波器结构少。
图4是图3中的GmC滤波器300的示意电路图。差分射极晶体管电路400可以具有晶体管Q1和Q2、射极负反馈电阻R1和R2、恒定电流宿I1和I2以及二极管D1和D2。晶体管Q1和Q2的发射极各自分别连接电流宿I1和I2。晶体管Q1和Q2的集电极各自分别连接二极管D1和D2。Ibias表示通过电流宿I1和I2的总电流。射极负反馈电阻R1和R2连接在晶体管Q1和Q2的发射极之间。Re表示射极负反馈电阻R1和R2的电阻值。
尽管电路400中示出电阻R1和R2，但是电路400还可以包括其它阻抗感应器件，如电感和电容。将不同的包含阻抗的器件代入电路400可以提供多种等效电路。但是，用各种阻抗代替电阻可以理解为改变电路400的频率响应。
第一射极耦合晶体管电路402可以具有晶体管Q3和Q4以及恒定电流宿I3。晶体管Q3和Q4的发射极各自连接恒定电流宿I3。第二射极耦合晶体管电路404可以将晶体管Q5和Q6的射极连接恒定电流宿I4，如图所示。晶体管Q5和Q6的发射极各自连接电流宿I4。如在下面的公式中所使用的，Itune表示通过电流宿I3的电流，其也是通过电流宿I4的电流。
电流模式输入Iin被电容C1的阻抗转换为电压Vin。电压Vin提供晶体管电路400的晶体管Q1和Q2基极之间的输入电压，如图所示。带有射极负反馈电阻R1和R2的晶体管Q1和Q2(常常一起称为负反馈差分对)将电压Vin转换为电流。二极管D1和D2将电流转换为压缩电压Vcomp(在图4中示为Vcomp+与Vcomp-之间的电势)。由于电路400产生压缩电压Vcomp，因此称为压缩级。
压缩电压Vcomp提供晶体管Q3和Q4基极之间的电压。晶体管Q3和Q4的发射极各自连接电流宿I3。晶体管Q3和Q4的集电极提供解压缩的反馈电流Ifeedback(在图3中示为Ifeedback+和Ifeedback-)。由于电路402产生解压缩电流Ifeedback，所以称为解压缩级。
跟随电路402的解压缩级，电流Ifeedback通过电路400的压缩级被反馈，以产生对压缩电压Vcomp的影响。压缩电压Vcomp也在晶体管Q5和Q6的基极之间提供电压。晶体管Q5和Q6的集电极提供解压缩的电流Iout。因为电路404产生解压缩的电流Iout，它也称为解压缩级。
通过将电流Ifeedback反馈至压缩级的输入端而形成的回路消除了低频噪声和由电路400的其它元件，包括Q1、Q2、R1、R2、D1、D2，特别是偏置源I1和I2，所产生的DC偏移。当滤波器300在低频(即，低于滤波器的角)工作时，输出电流约等于输入电流。Iin是输入电流，通过滤波器的反馈作用，对于带内信号，该电流约等于Iout。
压缩级400与解压缩级402和404的组合提供了高度线性的跨导滤波器300，其基本上由压缩级400的线性度限制。跨导值由Ibias与Itune的比值和负反馈电阻Re给出。滤波器300可以通过相对于Ibias来改变Itune而进行电流调节。
通过适当选择电流宿I3、I4，滤波器300可以被调谐。压缩级400与解压缩级402和404的组合通常称为二象限吉尔伯特乘法器。这样的乘法器产生两个输入信号的线性乘积。例如，Ifeedback是Q1和Q2的差分输出电流与Ibias和Itune的比值的乘积。
参考下面的公式(1)可以更详细描述示范滤波器300的操作，该公式(1)将晶体管Q1和Q2的集电极差分电流Icomp与电路参数Vin、Re和gm联系起来。Icomp=VinRe+1/gm----(1)]]>
如果Re远远大于1/gm，则公式(1)简化为公式(2)：Icomp=VinRe+1/gm----(2)]]>
在本领域中已知，Re通常大于1/gm。差分电流Icomp可以表达为晶体管Q1和Q2基极之间的电压和晶体管Q1和Q2发射极之间的电阻的函数。
以下的公式(3)将晶体管Q1和Q2的集电极电势Vcomp和vcomp-的差分电压Vcomp表述为二极管D1和D2上的电压差。因此，二极管上的电势是Vcomp与Vcc间的差。
Vcomp＝Vcomp+-Vcomp- (3)
其中，Vcomp+=Vi*1n(Icomp+Icomp)-Vcc]]>Vcomp-=Vi*1n(Icomp-Icomp)-Vcc]]>
经简化，得出下面的关系式：Vcomp=Vi*(ln(Icomp+Icomp)-ln(Icomp-Icomp))]]>=Vi*ln(Icomp+IcompIcomp-Icomp)=Vi*ln(Icomp+Icomp-)]]>=2*Vi*tanh-1(IcompIcomp++Icomp-)----(4)]]>
将公式(2)代入公式(4)，并注意到Icomp+与Icomp-的和是Ibias，就得出公式(5)：Vcomp=2*Vi*tanh-1(VinRe*Ibias)----(5)]]>
压缩级集电极上的电压表示为输入电压与负反馈电压(即，Re*lbias)之比的双曲正切函数乘以晶体管Q1和Q2的热电压，即Vt。
将公式(4)应用到第二射极耦合晶体管电路404(使得Icomp被Ifeedback代替，Icomp+和Icomp-被Itune代替)并反向求解Ifeedback，得出公式(6)：Ifeedback=Itune*tanh(Vcomp2*Vt)----(6)]]>
将公式(5)代入公式(6)，得出公式(7)：Ifeedback=Itune*tanh(Vt*2*tanh-1(Vin/Re*Ibias)2*Vt)]]>=Itune*tanh(tanh-1(VinRe*Ibias))]]>=Itune*VinRe*Ibias]]>=Vin*ItuneRe*Ibias----(7)]]>
从公式(4-7)可以看出，在差分射极晶体管电路400和第一和第二射极耦合晶体管电路402和404中的信号处理通过双曲正切和反双曲正切函数联系起来。使用反双曲正切函数在差分射极晶体管电路400中的信号处理导致使用第一组系数的信号的有效压缩。对经过处理的信号的处理随后在第一和第二射极耦合晶体管电路402和404中进行。第一和第二射极耦合晶体管电路402和404使用双曲正切函数和第二组系数有效解压缩该信号。
实际上，第一压缩级400中的压缩利用预定的偏置电流进行，即I1和I2，其决定所述第一组压缩系数。当压缩的信号在解压缩级402和404中被解压缩时，其利用一些其它量的偏置电流被解压缩，即I3和I4，导出第二组系数。其结果是由那两个偏置电流线性控制的增益。换句话说，其结果是由偏置电流I1、I2、I3和I4控制的增益。假设I1和I2与Ibias有关。而I3和I4等于Itune，则该增益由两个偏置电流Ibias和Itune控制。
压缩和解压缩(并参考压缩和解压缩级)本质上指的是双曲正切和反双曲正切函数的作用和由相关组的偏置电流产生的系数的关系。实际上，偏置电流可以用于调谐压缩和解压缩级的增益，同时仍然实现高度线性。
滤波器300可以通过线性假设来分析，因为尽管压缩级400和解压缩级402和404在隔离状态各自都高度非线性，但当结合使用时(即由压缩级400提供解压缩级402和404的输入)，总的性能是高度线性的。压缩级400可以被描述为具有由下列公式中的comp描述的增益的电压放大器。comp=ViRe*Ibias]]> (公式8)
解压缩级402和404可以用如下对于电路402来说由tune1描述的跨导，而对于电路404来说由tune2描述的跨导进行线性化。tune1=ItuneVt]]> (公式9)tune2=ItuneVt]]> (公式10)
图3示出GmC滤波器300的一个实施例的系统图，其中示出有害噪声和干扰，用信号d1表示。标准的控制理论可以用来示出，对于具有负反馈的系统，如图3所示，正向传递函数可以由公式(11)定义。IoutIin=Zc*comp*tune21+Zc*comp*tune1']]> (公式11)
其中，comp*tunel＝Gm1，comp*tune2＝Gm2，Zc＝1/s*C．
差分射极晶体管电路400和第一射极耦合晶体管电路402的合成跨导为Gm1，差分射极晶体管电路400和第二射极耦合晶体管电路404的合成跨导为Gm2。Gm1与Gm2的关系可以是如下所示。第一和第二级的跨导Gm1和Gm2各自可以分别由公式(12和13)表达。Gm1=IfeedbackVin=Itune1Re*Ibias]]> (公式12)Gm2=IfeedbackVin=Itune1Re*Ibias]]> (公式13)将Gm1和Gm2代入，公式(11)简化为公式(14)。IoutIin=Gm2s*C+Gm1]]> (公式14)
考虑一个具有公式(14)所示传递函数的电流模式输入输出单极GmC滤波器。这样的滤波器可以实现为具有两个压缩级500和502(如图5所示)的现有技术滤波器，或具有本发明的GmC滤波器的单个压缩级400(如图4所示)。图6示出具有两个压缩级600和602的现有技术系统图。压缩级600和解压缩级604的合成跨导是Gm1，压缩级602和解压缩级604的合成跨导是Gm2。在每个压缩级中可能引入扰动。例如图6中示出引入了扰动d1和d2。对于现有技术滤波器，由这样的扰动产生的输出电流可以提供如公式(15)所描述的响应。Gm2A[d2+d1(Gm1Gm1+sC)]]]> (公式15)
在输出信号中可能出现DC偏移。同样，带内扰动也可能形成输出信号的一部分，其中，带内定义为小于Gm1/(C*2π)的频率。
在只使用单个压缩级400的情况下(如GmC滤波器300中一样)，只出现单个扰动d1。由于扰动d1而产生的输出可以用公式(16)描述。Gm2A(d1sCGm1+sC)]]> (公式16)
注意，该传递函数在DC具有零，而在滤波器的带宽具有极点，显示了带内扰动得到了抑制，而直流偏移完全被消除。可以看出，出现在压缩电路中的DC偏移和干扰可以明显地被削弱，只剩下由调谐级引入的扰动。
由于公式(16)所示电路300的有害分量的删除，第一和第二级电路402和404的跨导Gm1和Gm2之间的关系可以用公式(17)说明。Gm2/Gm1=Iout/(Re*Ibias)Ifeedback/(Re*Ibias)=IoutIfeedback]]> (公式17)可选地，Iout=Ifeedback*Gm2Gm1]]> (公式18)
换句话说，相对于期望的带内信号，在所示实施例的GmC滤波器300中，有害噪声和DC偏移可以被强烈抑制。
总之，图4所示GmC滤波器300提供了多种好处。首先，压缩级数量的减少减少了器件的数量，特别是电阻和匹配电流源的数量，其往往消耗重要的死区。滤波器300还有显著减小信号处理器件内电流消耗的作用。每个压缩级都消耗电流。因此，压缩级数量的减少可以减少电流消耗的总量。
在一个实施例中，滤波器300减小DC偏移。通过在反馈回路中包括驱动前馈跨导的压缩级，可以削弱由元件失配而在压缩级中引起的DC偏移，并且理论上可以完全被消除。由于两个原因，这一点很重要。一个原因是直流偏移的减小直接导致更好的性能。另一个原因是通过使压缩级的失配准则不严格，减少了由电阻、电流源等消耗的区域量。
由于减少噪声，自然产生了其它优点。例如，滤波器300抑制在压缩级中生成的驱动反馈GmC的带内噪声。当滤波器300要求晶体管并且使用金属氧化物半导体(MOS)电流源时，抑制带内噪声的优点特别重要。这样的器件产生闪烁噪声，其在靠近DC的信号频率处最高，随频率升高成反比减小。因此，在靠近DC的频率处，闪烁噪声被该滤波器300的实施例特别好地抑制，靠近DC频率对于RF应用中使用的GmC滤波器是很普通的。
滤波器300可以减小对耦合的敏感性。减小DC偏移和噪声的同样机构也有减小耦合敏感性的功能。
尽管参考具有仅包括一个电容器的单极滤波器描述了图2-4中所示实施例，但是也可以采用高阶滤波器和使用包括两个或更多电容器的回路的滤波器。高阶滤波器允许实现如许多类滤波器中要求的复杂的极，包括Butterworth(巴氏)、Bessel(贝塞尔)、以及二阶或更高阶Chebychev(切比雪夫)滤波器。
图7示出两极GmC滤波器的实施例的系统图。该两极滤波器包括一个GmC滤波器，该滤波器包括压缩级706和两个解压缩级708和710，以及具有两个解压缩级702和704的第二压缩级700。利用具有关于两个积分器(如图7所示)的标准控制理论，可以示出前向传递函数可以定义如下：IoutIin=Gm2*Gm4s2+(s*Gm1)+(Gm2*Gm3)]]> (公式19)
如对图3的分析，差分射极晶体管电路706和第一射极耦合晶体管电路708的跨导为Gm1，差分射极晶体管电路706和第二射极耦合晶体管电路710的跨导为Gm2。同样，第二差分射极晶体管电路700和第三射极耦合晶体管电路702的跨导为Gm3，第二差分射极晶体管电路710和第四射极耦合晶体管电路704的跨导为Gm4。
下面给出具有有害噪声和干扰(图示为d1和d2)的两极滤波器。扰动d1和d2可以加在每个压缩级706和700。由扰动d1和d2产生的输出可以表示如下：IoutIin=d2*(s2*Gm4)+(s*Gm4*Gm1)A2+d1*(s*Gm4*Gm2)A1s2+(s*Gm1)+(Gm2*Gm3)]]> (公式20)该传递函数分子中的两项都含有s。当s接近于零(在低频)时，这些项接近于零。因此，在压缩电路中出现的有害DC偏移和干扰可以显著被减少，只剩下来自解压缩级的扰动。
尽管描述了本发明的不同实施例，但是本领域的普通技术人员应当明白，在本发明范围内还可以有多种实施例和实现方式。因此，本发明不限于此，除非根据所附权利要求和它们的等价物。