回路滤波器及其补偿电流调整方法 【技术领域】
本发明是关于回路滤波器，特别是关于可降低OP放大器的回路电流以提高输出电压稳定性的回路滤波器，以及调整该回路滤波器的补偿电流的方法。
背景技术
数字相锁回路(phase locked loop，以下简称PLL)是用来产生与参考时脉同相位的振荡时脉(oscillated clock)。PLL的基本架构如图1所示，包含一相位侦测器(phase detector)11、一电荷泵浦(charge pump)12、一回路滤波器(loop filter)13、一压控振荡器(voltage controloscillator)14、以及一除频器(frequency divider)15。相位侦测器11用来侦测输入信号IN与相锁时脉PLCK2的相位差异值，并根据相位差异值输出控制脉冲UP、DN来控制电荷泵浦12。例如，当相锁时脉PLCK2的相位超前(leading)输入信号IN的相位时，相位侦测器11输出的控制脉冲UP会小于控制脉冲DN，借以使电荷泵浦12产生正值(positive)的控制电流Icp。回路滤波器13则根据该正值控制电流Icp将控制电压Vct1减小，让压控振荡器14所输出的相锁时脉PLCKI的频率降低。反之，当相锁时脉PLCK2的相位落后(lagging)输入信号IN的方位时，相位侦测器11输出的控制脉冲UP会大于控制脉冲DN，借以使电荷泵浦12来产生负值(negative)的控制电流Icp。回路滤波器13则根据该负值控制电流Icp将控制电压Vct1增加让压控振荡器14所输出地相锁时脉PLCK1的频率提升。
图2所示为一般的回路滤波器的架构。如该图所示，该回路滤波器20包含由一电阻R1与一电容C1所构成的充放电路径。控制电流Icp会经由电阻R1对电容C1充放电，使该回路滤波器20产生控制电压Vct1，如图所示，控制电压Vct1为电阻R1的电压与电容C1的电压相加。此种回路滤波器20的缺点是控制电流Icp均流入电容C1，使得电容的容量必须够大才能产生适当的控制电压Vct1。较大的电容会占用较大的面积，使芯片无法小型化。
图3显示另一种习知回路滤波器的架构图。如该图所示，该回路滤波器30除了包含由电阻R2与电容C2组成的充放电路径外，还包含一第二电阻R3与一OP放大器34。若忽略该OP放大器34的+/-输入端电压差，则该OP放大器34的输入端电压等于输出端电压，因此，R2×1I应等于R3×I3。所以，只要适当调整电阻R2与R3的比例，即可减少流入电容C2的电流量，进而减少电容C2的电容值。例如，若R2∶R3为9∶1，则I2为Icp的1/10，所以电容C2亦可降低为电容C1的1/10。但是，实际上此架构的回路滤波器30的OP放大器的两输入端的电压并非完全相等，造成第一输入端(例如+输入端)与输出端产生一电压差，进而产生回路电流Isw。该回路电流Isw会使得电容C2的电压产生变化，造成控制电压Vct1不稳定。另外，为了让图3的回路滤波器30等效于图2的回路滤波器20，电阻R2与R3的并联电阻值需等于电阻R1。因此，若R2∶R3为9∶1，则电阻R2的值约为电阻R1的10倍。过大的电阻将会造成设计的困难度。
【发明内容】
有鉴于上述问题，本发明的目的是提供可降低OP放大器的回路电流以提高输出电压稳定性的回路滤波器。
本发明的另一目的是提供一种可调整回路滤波器的补偿电流以提高回路滤波器的输出电压稳定性的补偿电流调整方法。
为达成上述目的，本发明该回路滤波器包含：一第一电阻，其第一端接收一控制电流；一电容，是连接于第一电阻的第二端；一第二电阻，其第一端连接第一电阻的第一端；一电压补偿单元，其第一端连接第二电阻的第二端，并产生一补偿电压；一OP运算放大器，其输出端连接于第二电阻的第二端，第一输入端连接于第一电阻的第二端，以及第二输入端连接于电压补偿单元的第二端；一电流源，是连接于电压补偿单元的第二端，并提供一补偿电流。
该回路滤波器利用电压补偿单元所提供的补偿电压，使OP运算放大器的输出端电压实质上等于第一输入端电压，使该回路滤波器的输出控制电压较稳定。
【附图说明】
图1所示为数字相锁回路的架构图；
图2所示为一般的回路滤波器的架构图；
图3显示另一种习知回路滤波器的架构图；
图4显示本发明回路滤波器第一实施例的架构图；
图5显示本发明用于回路滤波器的产生补偿电流方法的第一实施例的流程图；
图6显示本发明回路滤波器第一实施例的架构图；
图7显示本发明用于回路滤波器的产生补偿电流方法的第二实施例的流程图；
图8显示本发明回路滤波器第三实施例的架构图；
图9显示本发明回路滤波器第四实施例的架构图。
图号说明
40、40’、40”、90回路滤波器
41电流决定单元
42压变化率侦测器
43、46电流源
44 OP放大器
45电压补偿单元
【具体实施方式】
以下参考图式详细说明本发明回路滤波器及其补偿电流调整方法。本发明回路滤波器是利用一电压补偿单元提供一反向补偿电压来抵销OP放大器的两输入端的偏压Vos。因此，OP放大器的输出端电压可实质上等于第一输入端电压(电容的电压)，以降低或消除OP放大器的回路电流，借以提高输出电压稳定性。
图4显示本发明回路滤波器第一实施例的架构图。如该图所示，本发明回路滤波器40包含由第一电阻R2与电容C2组成的充放电路径、一第二电阻R3、一电压补偿单元45、一OP放大器44、一电流源43、一电流决定单元41、以及一电压变化率侦测器42。第一电阻R2、电容C2、第二电阻R3、以及OP放大器44的作用与图3的相对元件的作用相同，不再重复说明。在此实施例中，OP放大器44的第一输入端(正输入端)连接至电容C2，而第二输入端(负输入端)连接至电压补偿单元45。
由于，OP放大器44的两输入端仍然会存在一偏压Vos，而产生回路电流Isw，因此，本发明为了降低回路电流Isw，利用电压补偿单元45产生一反向补偿偏压Voff，使得OP放大器44的输出端电压Vop与电容C2的电压Vip之间的电压差降低。该电压补偿单元作可以是一电阻，并利用电流源43提供一补偿电流Ioff，以产生反向补偿偏压Voff。该实施例中，补偿电流Ioff是从电压补偿单元45流入电流源43。所以，只要提供适当的补偿电流Ioff，即可使反向补偿偏压Voff等于OP放大器44的偏压Vos，而将回路电流Isw降低或消除。
以下说明补偿电流Ioff的取得方式。OP放大器44的输出端电压Vop可由式(1)表示，其中Roff为电压补偿单元45的电阻值：
Vop＝Vip-Vos+Ioff×Roff…(1)
因此，为了使电压Vop等于电压Vip，补偿电流Ioff应为式(2)：
Ioff＝Vos/Roff…(2)
但是，由于在不同的制程或操作电压时，OP放大器的偏压Vos会有不同的大小，因此可利用电流决定单元41与电压变化率侦测器42来产生适当的补偿电流Ioff。亦即，在相锁状态后，首先利用电压变化率侦测器42来侦测OP放大器44的输出端电压Vop的电压变化率(slew rate)。之后，电流决定单元41根据电压变化率的大小产生控制信号来调整电流源43的补偿电流Ioff大小。
图5显示调整补偿电流的方法的流程图。该流程图是用来产生图4回路滤波器的补偿电流Ioff。其方法如下：
步骤S500：初始化。
步骤S502：达到锁定状态。将PLL回路闭合(close loop)并启动PLL动作，并持续到锁定状态，以产生所需的控制电压Vct1。
步骤S504：取得电压变化率。将PLL回路打开(open loop)，亦即不提供控制电流至回路滤波器，利用电压变化率侦测器来侦测控制电压Vct1的变化率S。
步骤S506：比较电压变化率S的绝对值是否小于电压临界值，若小于电压临界值则表示已产生最佳补偿电流Ioff，跳至步骤S520，否则跳致步骤S508。
步骤S508：判断电压变化率S的极性是否相反，若相反则跳至步骤S516，否则跳至步骤S510。
步骤S510：判断电压变化率S是否大于0，若电压变化率S大于0，则表示补偿电流过大，需跳至步骤S512，否则周至步骤S514。
步骤S512：降低补偿电流，并跳回步骤S504。
步骤S514：增加补偿电流，并跳回步骤S504。
步骤S516：累加极性变换次数N。
步骤S518：比较极性变换次数N是否大于或等于2，若极性变换次数N大于或等于2，则跳至步骤S520，否则跳回步骤S504。
步骤S520：结束。
当然，在上述步骤中由于补偿电流降低或增加的解析度有限，可能无法将电压变化率S刚好调整为0。因此，在步骤S518中若极性变换次数N大于或等于2，即表示找到最佳的补偿电流。当然，在上述步骤S520的步骤中，亦可进一步选择两次极性变换时的电压变化率S较小的补偿电流作为最后决定的补偿电流。
图6显示本发明回路滤波器的第二实施例的架构图。如该图所示，该实施例回路滤波器40’包含由第一电阻R2与电容C2组成的充放电路径、一第二电阻R3、一电压补偿单元45、一OP放大器44、一电流源46、一电流决定单元41、以及一电压变化率侦测器42。第一电阻R2、电容C2、第二电阻R3、以及OP放大器44的作用与图3的相对元件的作用相同，不再重复说明。在此实施例中，OP放大器44的第一输入端(负输入端)连接至电容C2，而第二输入端(正输入端)连接至电压补偿单元45。
由于，OP放大器44的两输入端仍然会存在一偏压Vos，而产生回路电流Isw，因此，本发明为了降低回路电流Isw，利用电压补偿单元45产生一反向补偿偏压Voff，使得OP放大器44的输出端电压Vop与电容C2的电压Vip之间的电压差降低。该电压补偿单元45可以是一电阻，并利用电流源46提供一补偿电流Ioff，以产生反向补偿偏压Voff。该实施例中，补偿电流Ioff是从电流源46流入电压补偿单元45。所以，只要提供适当的补偿电流Ioff，即可使反向补偿偏压Voff等于OP放大器44的偏压Vos，而将回路电流Isw降低或消除。电流源43的补偿电流Ioff大小由电流决定单元41与电压变化率侦测器42来产生。
图7显示产生补偿电流的方法的流程图。该流程图是用来产生图6回路滤波器的补偿电流Ioff。其方法如下：
步骤S700：初始化。
步骤S702：达到锁定状态。将PLL回路闭合(close loop)并启动PLL动作，并持续到锁定状态，以产生所需的控制电压Vct1。
步骤S704：取得电压变化率。将PLL回路打开(open loop)，亦即不提供控制电流至回路滤波器，利用电压变化率侦测器来侦测控制电压Vct1的变化率S。
步骤S706：比较电压变化率S的绝对值是否小于电压临界值，若小于电压临界值则表示已产生最佳补偿电流Ioff，跳至步骤S720，否则跳致步骤S708。
步骤S708：判断电压变化率S的极性是否相反，若相反则跳至步骤S716，否则跳至步骤S710。
步骤S710：判断电压变化率S是否小于0，若电压变化率S小于0，则表示补偿电流过大，需跳至步骤S712，否则跳至步骤S714。
步骤S712：降低补偿电流，并跳回步骤S704。
步骤S714：增加补偿电流，并跳回步骤S704。
步骤S716：累加极性变换次数N。
步骤S718：比较极性变换次数N是否大于或等于2，若极性变换次数N大于或等于2，则跳至步骤S720，否则跳回步骤S704。
步骤S720：结束。
当然，在上述步骤中由于补偿电流降低或增加的解析度有限，可能无法将电压变化率S刚好调整为0。因此，在步骤S518中若极性变换次数N大于或等于2，即表示找到最佳的补偿电流。当然，在上述步骤S520的步骤中，亦可进一步选择两次极性变换时的电压变化率S较小的补偿电流作为最后决定的补偿电流。
图8显示本发明回路滤波器的第三实施例的架构图。
如该图所示，该实施例回路滤波器40”包含由第一电阻R2与电容C2组成的充放电路径、一第二电阻R3、一电压补偿单元45、一OP放大器44、一第一电流源43、一第二电流源46、一电流决定单元41、以及一电压变化率侦测器42。第一电阻R2、电容C2、第二电阻R3、以及OP放大器44的作用与图3的相对元件的作用相同，不再重复说明。在此实施例中，OP放大器44的第一输入端连接至电容C2，而第二输入端连接至电压补偿单元45。该实施例与第一实施例、第二实施例不同处是OP放大器44的第一输入端与第二输入端并未限定极性，亦即第一输入端可为正输八端或负输入端。
由于，OP放大器44的两输入端仍然会存在一偏压Vos，而产生回路电流Isw，因此，本发明为了降低回路电流Isw，利用电压补偿单元45产生一反向补偿偏压Voff，使得OP放大器44的输出端电压Vop与电容C2的电压Vip之间的电压差降低。该电压补偿单元45可以是一电阻，并利用电流源43、46提供一补偿电流Ioff，以产生反向补偿偏压Voff。该实施例中，补偿电流Ioff可从电压补偿单元45流出或流入电压补偿单元45，端看第一输入端的极性。所以，只要提供适当的补偿电流Ioff，即可使反向补偿偏压Voff等于OP放大器44的偏压Vos，而将回路电流Isw降低或消除。电流源43、46的补偿电流Ioff大小由电流决定单元41与电压变化率侦测器42来产生。
图9显示本发明回路滤波器第四实施例的架构图。如该图所示，该实施例的回路滤波器90与图8的第三实施例的回路滤波器45”大致相同，唯一不同点是控制电流Icp先流经一第四电阻Rs后，才流入第一电阻R2’与第一电阻R3’。该第四电阻Rs的功用是用来减少第一电阻R2’与第二电阻R3’的电阻大小。亦即
Rs+R2’||R3’＝R2||R3…(3)
当然，该第四电阻Rs亦可应用于第一实施例与第二实施例的回路滤波器40、40’。