发送机 【技术领域】
本发明涉及一种具有N个发送信道的无线基站发送机，特别是涉及一种适合抑制功率放大器产生非线形失真的无线基站发送机。
背景技术
已经推荐了一种可以减少N个信道放大器的功率消耗和实现冗余结构的多端口放大器结构。
图1和2表示在公开的日本专利申请第10-209777号中公开的传统多端口放大器。
假设N表示等于或大于2的整数，多端口放大器包括：输入端多端口定向耦合器，用于将N个输入信号x1、…、xN分解和组合成N个信道的信号；N个放大器331、…、33N，用于通过并行操作放大N个信道的输出信号；输出端多端口定向耦合器40，用于分解和组合来自N个放大器的输出以提供N个输出信号u1、…、uN；线形化电路201、…、20N，每一线形化电路(linearizer)被设置在N个放大器中的一个放大器前的级(stage)上，用于预先对N个信道中的一个信道的信号进行失真补偿以消除由放大器引起的非线形失真。
输入端数字多端口定向耦合器10可以由一个或多个π/2混合器(HB)形成，如图2A所示，每一π/2混合器(HB)具有两个输入端口IP1、IP2和两个输出端口OP1、OP2。π/2混合器(HB)的两个输入x1、x2和两个输出y1、y2之间的关系由下面公式表达：
[y1y2]=121jj1x1x2=12x1+jx2jx1+x2---(1)]]>
其中，复数j表示π/2相位移动。也就是说，到第一输入端口IP1地信号x1被分解成两个，一个输出到与输入信号x1同相的原信道的第一输出端口OP1，另一个输出到与输入信号x1相位相差π/2的第二输出端口OP2。类似地，到第二输入端口IP2的输入信号x2被分解成两个，一个输出到与输入信号x2同相的原信道的第二输出端口OP2，另一个输出到与输入信号x2相位相差π/2的第一输出端口OP1。
将矩阵T1设为
T1=121jj1---(2)]]>
如图2所示，四端口(4输入、4输出)定向耦合器可以类似地由四个π/2混合器(HB)形成。输入和输出信号之间具有以下关系。
y1y2y3y4=12T1jT1jT1T1x1x2x3x4=121jj-1j1-1jj-11j-1jj1x1x2x3x4]]>
=12x1+jx2+jx3-x4jx1+x2-x3+jx4jx1-x2+x3+jx4-x1+jx2+jx3+x4---(3)]]>
其中，x的系数-1表示相反的相位，j表示π/2相位移动。
通常，设置N=2n。N-端口定向耦合器可以由n2n-1个π/2混合器唯一地形成，其变换矩阵Tn可以由下面使用Tn-1的等式表达。
Tn=12Tn-1jTn-1jTn-1Tn-1---(4)]]>
图2C表示四端口定向耦合器的修改形式，其中，多端口定向耦合器l0和40相级联，且来自第一级定向耦合器10的输出y1、y2、y3和y4被输入第二级定向耦合器40以获得原输入信号x1、x2、x3和x4。形成这样的定向耦合器的π/2混合器的矩阵连接称为Butler’s矩阵。
图1的传统多端口放大器利用在发送信道中的发送功率的分布，由输入端多端口定向耦合器10将每一信道的输入功率均匀地分解或分配到N个信道。与放大器的N个信道相互独立设置的情况相比，这将能够减小来自每一放大器的饱和输出并且能够降低N个信道的放大器的功率的整体消耗。而且，即使N个信道中的一个信道的放大器运行出错，由输入端多端口定向耦合器10执行的每一输入信号xn(其中，n＝1、…、N)的分解保证了其它信道的放大器的功率放大。即多端口放大器本身具有冗余结构。而且，通过由线形化电路201、…、20N进行的所需输出补偿的压缩，多端口放大器的整个效率提高了。
图1的传统多端口放大器具有使多端口放大器的各个放大器331、…、33N线形化的结构。由于被设置在每一放大器的输入端，每一线形化电路20n常常是一个前置补偿器(predistorter)。根据到放大器的输入信号，前置补偿器线形化它的AM/AM转换特性(输入幅度-输出幅度特性)和AM/PM转换特性(输入幅度-输出相位特性)。图1的多端口放大器需要使用在发送频带上操作的前置补偿器。
生产小型和重量轻的N-信道发送机相当重要。特别是，需要为自适应阵列发送机提供许多独立发送信道；因此，每一发送机必须尽可能地紧凑。即使在N个发送信道中使用图1的具有前置补偿器的多端口结构，也需要由模拟电路形成整个信道。但是，当在一个数字信号处理电路中包含调制器来实现整个系统并且减少使用部件的个数将会遇到困难。为了在输入端数字多端口定向耦合器10的输入端口之间具有足够高的隔离度，在信道之间的增益和相位偏差需要被调整得比预定值充分小，并且大量生产这样的多端口定向耦合器需要可以简化该调整的电路结构。
【发明内容】
根据本发明的发送机包括：
输入端数字多端口定向耦合器，用于通过数字处理来分解和组合N个信道的数字发送信号并且用于将N个信道的信号分别输出到N个发送信道；
前置补偿器，分别插在所述N个发送信道中，用于线形化所述N个发送信道；
发送部分，分别插在所述N个发送信道中，用于将来自所述前置补偿器的输出信号转换成所述N个信道的高频信号；和输出端多端口功率组合器，用于分解和组合所述N个发送信道的所述高频信号以输出用于所述N个发送信道的高频发送信号。
【附图说明】
图1是表示传统多端口放大器结构的方框图；
图2A是π/2混合器的示例图；
图2B是表示四端口定向耦合器的方框图；
图2C是表示定向耦合器的级联的示例图；
图3是说明根据本发明的发送机的基本功能结构的方框图；
图4是描述根据本发明的发送机的第一实施例的方框图；
图5是表示发送部分结构的示例的方框图；
图6是表示接收部分结构的示例的方框图；
图7是描述前置补偿器结构示例的方框图；
图8是描述根据本发明的发送机的第二实施例的方框图；和
图9是描述根据本发明的发送机的第三实施例的方框图。
【具体实施方式】
图3说明根据本发明的发送机的基本功能结构。该发送机包括：输入端数字多端口定向耦合器13，用于将N个信道的输入数字信号分解和组合以提供N个信道的输出信号；前置补偿器211、…、21N，分别用于对N个信道输出信号进行补偿；数字模拟转换器(DAC)221、…、22N，用于将该输出转换成模拟信号；发送部分301、…、30N，用于将DA转换器的输出作为高频信号输出；和输出端多端口定向耦合器40，用于将来自N个信道发送部分的输出分解和组合并分别将N个信道高频信号发送到N个天线(未示出)。
象上面看到的那样，在本发明中，由输出端数字多端口定向耦合器13和前置补偿器201、…、20N执行的信号处理是数字处理。通过数字处理执行多端口定向耦合器13的功能，可以获得具有理想增益和相位偏移的多端口定向耦合器的特性。
在下面说明中，假设用t＝mT表示离散时间t，其中T是数字信号的采样周期T[sec]，m是正数，并假设第N个信道的输入信号xn(m)由复数幅度表示，到输入端数字多端口定向耦合器13的输入信号由下列矩阵表示。
X(m)＝(x1(m)x2(m)，…，XN(m))T (5)
其中，T表示转换。通过使用等式(4)，由N信道输入端多端口定向耦合器13将输入信号X(m)转换成下列等式输出信号Y(m)。
Y(m)＝TnX(m) (6)
Y(m)＝(y0(m)y1(m)，…，YN-1(m))T (7)
假设F表示前置补偿器211、…、21N的波形转换，Y(m)被转换成Z(m)
Z(m)＝F(Y(m))Y(m) (8)
通过数字信号处理，信号Z(m)被用于执行输入端数字多端口定向耦合器13和前置补偿器211、…、21N中的处理。假设Z(t)表示由DA转换器221、…、22N将信号Z(m)转换而得的模拟信号矩阵。在发送部分301、…、30N中，将信号矩阵Z(t)的各个分量经过频率转换到发射频带并且被功率放大。N个信道的经功率放大的信号被输出端多端口定向耦合器40转换成发射信号U(t)＝(u1(t)，…，UN(t))。
前置补偿器211、…、21N监视所放大的输出信号并通过数字处理适应性地更新波形转换矩阵F的系数以获得预定的非线形失真特征。
上面处理的信号Z(m)的结果能够完全消除由模拟电路引起的输入端多端口定向耦合器13工作特性的非理想化。此外，可以通过数字信号处理来执行信号X(m)到Z(m)的生成。由于上述数字信号处理可以由象DSP软件这样的软件实现，可以以比传统结构的模拟电路更简单的方式实现本发明的电路结构。此外，由于通过数字信号处理来替代由现有技术的模拟电路所形成的输入端多端口定向耦合器，该输入端多端口定向耦合器在输出端口之间的增益和相位偏差可以减小到零。受限于电路的制造精确度，在模拟电路结构中归零增益和相位偏差是不可能的。因此，与传统模拟电路结构相比，数字信号处理能够简化电路设计。
第一实施例
图4说明根据本发明的发送机的第一实施例结构。
该发送机包括：N个信道的编码器121、…、12N；输入端数字多端口定向耦合器13；前置补偿器211、…、21N；正交调制器231、…、23N；DA转换器221、…、22N；发送部分301、…、30N；输出端多端口定向耦合器40；接收部分501、…、50N；和模拟数字(AD)转换器601、…、60N。
编码器121、…、12N对提供给输入端子111、…、11N的发送数字信号序列执行QPSK或类似编码。
通过输入端数字多端口定向耦合器13输入N个信道的复数信号，并输出N个信道的复数信号。输入端数字多端口定向耦合器13中的处理通过使用由等式(4)和(5)定义的矩阵计算等式(6)。也就是说，输入端数字多端口定向耦合器13执行处理，从左边开始将转换矩阵Tn与输入信号矩阵相乘。来自输入端数字多端口定向耦合器13的各个信道y1、…、yN的复数输出信号被分别馈送到前置补偿器211、…、21N。
每一前置补偿器21n(其中，n＝1，…，N)通过执行预先的失真补偿来线形化相应信道的信号的增益和相位特性，其中失真补偿可以消除发送部分30n中的功率放大器(图5，后面说明)产生的非线形失真。前置补偿器21n的结构是基于功率序列模型的传统的查表类型或三维失真补偿类型(cuberdistortion compensating type)。通过正交调制器23n中的数字信号处理，来自每一前置补偿器21n的输出信号受到正交调制。来自正交调制器23n的输出信号被DA转换器22n转换成提供给发送部分30n的模拟信号。
例如，如图5中由30所示，每一发送部分30n包括：频率上变换部分31，带通滤波器32和功率放大器33，该频率上变换部分31由带限低通滤波器31A、混频器31B和本地振荡器31C组成。在发送部分30，通过与由本地振荡器31C所产生的高频(RF)载波信号进行混频，将AD转换器输出信号上变换(up-converted)。RF发送频率的信号由带通滤波器32提取并由功率放大器33进行功率放大。通过天线42n发送功率放大的高频发送信号。例如，如图6中50所示，每一接收部分50n包括：检测部分51，带通滤波器52以及控制部分53，该由衰减器51A、混频器51B和本地振荡器51C组成。
如图6所示，在每一接收部分50n中，通过衰减器51A，混频器51B和本地振荡器51C检测来自相应信道发送部分30n的输出信号功率的一部分，且检测信号被施加到带通滤波器52上以提取由功率放大器33产生的失真分量。基于提取的失真分量，控制部分53产生校正的信号，它被提供给AD转换器61n(图4)。由AC转换器61n所转换成的数字形式的补偿信号被施加到前向补偿器21n以调整其增益和相位特性，从而最小化上述提取的失真分量，提供发送部分30n的预定线形。
图7以方块形式说明了前向补偿器21n的例子(由21标识)。已经建议采用多种前向补偿器。该示例的前向补偿器是使用功率序列模型的数字前向补偿器。所说明的前向补偿器被构造成：将来自延迟路径的信号和来自基于功率序列所产生的奇次序失真(odd-order distortion)的路径的信号加在一起，其中，延迟路径通过发送信号的基波分量，也就是说，该示例的前向补偿器21由延迟部分21A、失真发生器21B、相位调整器21C、增益调整器21D和加法器21E组成。发送信号的基波分量通过延迟部分21A被送到加法器21E，其中，在延迟部分中，发送信号被延迟与失真发生路径的延迟时间相同的时间间隔。失真发生器21B产生例如发送信号的三次失真这样的基于功率序列的奇次失真。相位调整器21C在相位上对奇次失真进行调整，然后增益调整器21D在增益上对奇次失真进行调整。此后，由加法器21E将其加到基波分量上。经由相应信道的正交调制器23n和DA转换器22n，提供加法器输出作为从前置补偿器21到发送部分30n的输出。顺带地，失真发生器可被构造成产生三次、五次或七次失真，或它们的期望组合。
通过经由AD转换器60n(图4)，从接收部分50的控制部分53提供的相位和增益补偿信号，调整相位调整器21C和增益调整器21D以调整奇次失真的相位和增益。补偿信号提供用于调整相位调整器21C和增益调整器21D的系数，并在等式(8)和(9)中定义前置补偿器的波形转换矩阵F。控制部分53也可以通过数字信号处理来实现。在这样的示例中，在图6接收部分50n的带通滤波器52和控制部分53之间插入图4和8中的每一AD转换器60n，以将由带通滤波器52提取的失真分量转换成数字信号。并且根据数字失真分量，控制部分53生成数字补偿信号。
在图4中的实施例中，通过集成数字信号处理来实现编码器121、…、12N到正交调制器231、…、23N的信号变换。例如，在实时操作的数字信号处理系统中，编码器121、…、12N到调制器231、…、23N的功能可以通过软件实现。也可以通过使用诸如FPGA这样的硬件逻辑来实现编码器121、…、12N到调制器231…、23N的功能。该实施例允许编码器121…、12N到调制器231、…、23N的功能的可编程实施，并允许根据环境适应性地重置它们的功能。因此，可以通过使用相同的DSP或FPGA硬件结构来形成多个调制方案和多个前置补偿方案。输入端多端口定向耦合器13和前置补偿器211、…、21N也可以由独立控制程序来实现。此外，输入端多端口定向耦合器13和前置补偿器211、…、21N的控制程序也可由单个控制器来实现。
在传统多端口放大器结构中，输入端数字多端口定向耦合器13和输出端多端口定向耦合器40两者都可由模拟电路来实现。本发明通过由等式(5)和(6)表达的数字信号处理来实现输入端数字多端口定向耦合器13。这将不需要调整在各个信道间的增益和相位偏差，以使之小于设计值，以便提供在现有技术中所要求的、在输入端多端口定向耦合器的输出端口之间的预定或更高程度的隔离。也就是说，本发明保证了在没有任何调整的条件下在输入端多端口定向耦合器的输出端口之间的完全隔离，因此使得该增益和相位偏差被变为零。因此，本发明仅仅需要调整输出端多端口定向耦合器和通过比现有技术更少的调整来提高多端口结构的隔离度。
第二实施例
图8以方块形式说明了根据本发明的发送机的第二实施例。
所说明的发送机包括：正交调制器141、…、14N，用于输入信号的IQ信号的正交调制；输入端多端口定向耦合器13；前置补偿器211、…、21N；DA转换器221、…、22N；发送部分301、…、30N；输出端多端口定向耦合器40；接收部分501、…、50N；和AD转换器601、…、60N。每一发送部分30N具有前面提到的图5中的结构，每一接收部分50N具有前面提到的图6的结构，每一前置补偿器21N具有前面提到的图7的结构。该实施例除了以上不同之外，具有与图4实施例相同的结构。
因为输入端数字多端口定向耦合器13和前置补偿器211…21N执行对由正交调制器211、…、21N调制过的数字信号x1、…、xN的处理，所以该实施例与第一实施例不同。该实施例在操作和效果上与第一实施例相同。第一和第二实施例的结构通过数字信号处理来实现输入端数字多端口定向耦合器13和前置补偿器211、…、21N的信号变换，从而与传统多端口结构相比，允许设备结构的简化、小型化和重量减小。
第三实施例
图9以图8的方块图的形式说明实施例。当描述第一和第二实施例时，通过数字信号处理来实现前置补偿器21X…、21N，它们也可以由如图9中描述的模拟电路来形成。在这种情况下，分别在DA转换器221、…、22N和发送部分301、…、30N之间插入前置补偿器211、…、21N，并且，在接收部分501、…、50N中提取的失真分量作为模拟形式的补偿信号被分别施加到前置补偿器211、…、21N上。在该实施例中，由于前置补偿器211、…、21N由模拟电路形成，发送机结构变得比图8实施例大，但是，在输入端数字多端口定向耦合器13中的数字处理产生预定的效果。
在第一、第二和第三实施例中，可以采用自适应阵列天线或扇面天线作为天线421、…、42N中的每一个，这些天线设置在输出端多端口定向耦合器40的输出端。而且，也可在输出端多端口定向耦合器40和天线421、…、42N中的每一个之间提供常用的双工机或交换器以便接收机(未示出)也被用作天线。
本发明的效果
如上所述，根据本发明，通过数字信号处理来实现输入端多端口定向耦合器和前置补偿器产生了这样的效果：(1)发送机的小型化；和(2)便于调整多端口结构。