判决反馈均衡器装置 【技术领域】
本发明涉及一种判决反馈均衡器装置，该装置具有：线性均衡器级，拥有至少一个具有可调整的第一系数集的第一线性数字滤波器；以及反馈均衡器级，该反馈均衡器级连接在线性均衡器级的下游，并且拥有：求和器，可以向这一求和器反馈线性均衡器级的输出信号；判决单元，可以向这一判决单元反馈求和器的输出信号，并且这一判决单元拥有至少一个具有自适应可调第二系数集的第二数字滤波器；以及判决反馈均衡器，可以向这一判决反馈均衡器反馈判决单元的输出信号，并且这一判决反馈均衡器提供可以向求和器反馈的输出信号；第一个系数集包含在主系数后面设置的第一可调部分，和对主系数进行扩展的第二自适应的可调部分。
背景技术
在US-A-5,561,687中披露了这种判决反馈均衡装置，US-A-5,561,687尤其是指明了这样的设置，即线性均衡器级的数字滤波器通过主值后面地k个系数得到了扩展。这一系数集的附加部分也被称为后指针部分(postcursor portion)，并且也可以通过考虑依照US-A-5,561,687的系数以可控制的方式来改变这一附加部分。
然而在向它们的结束值的方向改变系数的时候，如果用于系数改变的时间常数和用于自适应前馈部分和自适应判决反馈部分的时间常数并没有相互等同，将会导致不正确的行为。
通常，在数字通信系统中的均衡装置用于减少符号间的干扰，所谓的判决反馈均衡器(decision feedback equalizer-DFE)装置是一种非线性均衡器，它在具有严重的放大失真的信道中尤其有用。
图4示出了一个已知的判决反馈均衡装置的示意性结构图。
依照图4的判决反馈均衡器包含前馈(线性)部分LE和包含求和器S、判决单元E和判决反馈均衡器ERE的判决反馈部分。
前馈(线性)部分LE接收数字输入信号IN并通过线路5将其提供到求和器S，所述的求和器通过线路7连接到判决单元E。提供了输出信号OUT的判决单元E的输出端通过线路10连接到判决反馈装置ERE的输入端，并且判决反馈装置ERE的输出端反过来通过线路20连接到求和器S。
均衡器的判决反馈部分对在求和器S的输入端也就是线性均衡器LE的下游产生的脉冲响应的主值之后的符号干扰进行补偿。主值前的符号干扰由线性均衡器E进行补偿。
通常，线性均衡器LE和判决反馈均衡器ERE都是在非递归滤波器的帮助下实现的，系数被自适应地进行设置以确保在即使在不知道信道属性的情况下也能获得最佳设置。
在图5中示出了一个相对更加详细的结构图。
关于仅对符号干扰进行的补偿，为了满足线性均衡器LE的要求，必须选择一个具有N个系数的非递归系统。主系数HK被设置在拥有延迟参数T的延迟链LK1的最后部分。系数加法器KS1对这些系数进行合并。
在这种设置下，尽管可以较大地补偿线性失真，但是由于噪声是由均衡器的频率响应评估的，所以考虑到接收机输入端的噪声，并不能获得最佳的性能，但是在这种情况下均衡器的设置仅仅依靠线性失真而不是依靠噪声。如果通过在主系数后面设置的几个系数对线性均衡器进行了扩展，那么除了线性失真以外，得到的噪声可能也是最小的。
也类似地为判决均衡器选择具有M个系数的非递归系统。系数加法器KS2对这些系数进行了合并。
带有判决反馈均衡器的接收机排列有两个缺点，主要是：
a)误差传播：由于被判定的符号成为了反馈部分的输入信号，所以在发生了不正确的判决的时候将会导致误差传播；和
b)判决必须在符号持续期间内进行。
a)点在严重的信道失真和高电平数据信号的情况下具有非常不好的影响。b)点意味着不可能使用Viterbi判决单元，因为Viterbi判决单元仅在几个符号的执行时间以后才可以获得最终判决值。
为了避免这些缺点，均衡器的判决反馈部分经常以预编码(Tomlinson预编码方法)的形式被移到发送终点。在开始阶段，在接收机中以一个具有判决反馈部分的设置为基础；在先期运行(run-in)以后，均衡器的系数被传递到发送终点并且被作为预编码器的系数而使用。之后，接收机中的判决反馈部分被断开，发送机中的预编码器被连接。在进行预编码的时候，由于预编码器的系数不再改变，所以系统不再针对即时噪声对自己进行调整。
因此，在开始阶段，在具有可以预料的频谱失真的噪声信号发生的情况下，仅仅使等于线性均衡器主值的系数可用，并将其余的系数设置为最佳可能的性能结果是有利的。
然而，可以发现，通过这一过程，在自适应地设置系数的时候收敛性被较大地削弱。
【发明内容】
因此本发明的一个目的是提供一种经过改善的判决反馈均衡器装置，它可以确保最优瞬时恢复和最佳可能噪声性能。
依照本发明，这个目的可以通过在权利要求1中限定的判决反馈均衡装置来获得。
本发明的想法是在系数改变的时候使用一种特殊的控制循环，以确保可靠的先期运行性能。尤其可以向第一数字滤波器反馈作为设置第一系数集的第一部分的控制信号的第一误差信号，向第一数字滤波器反馈作为设置第一系数集的第二部分的控制信号的第二误差信号。这两个信号都是从判决反馈均衡器级得出的。
可以在附加权利要求中找到本发明的各个主题的有益改进。
依照一个优选的改进方案，第二误差信号可以由一个差值形成装置根据判决单元的输入信号和输出信号的差别而形成。
依照进一步优选的改进方案，第一误差信号可以由第二误差信号反馈到的均值形成装置形成。
依照进一步优选的改进方案，均值形成装置形成第二误差信号的振幅或者乘方的均值。
依照进一步优选的改进方案，第一线性数字滤波器拥有一个用于设置第一系数集的第一部分的系数设置装置，这个系数设置装置依据第一误差信号的值定义了三种状态：在第一种状态中，第二误差信号的均值大于第一预定门限值；在第二种状态中，第二误差信号的均值位于第一预定门限值和第二预定门限值之间；在第三种状态中，第二误差信号的均值小于第二预定门限值。系数设置装置依照当前的状态执行设置。
依照进一步优选的改进方案，系数设置装置以下面的方式进行配置：
i)从第一个状态开始，系数设置装置对第一系数集的第一部分的预定初始值(Cstart)进行修正，直到到达第三种状态；
ii)在到达第三种状态以后，系数设置装置对在预定的结束值(Cend)的方向上的系数进行修改，直到再次到达第二种状态；
iii)在第二种状态中，系数设置装置保持系数不变，直到通过自适应地设置第一系数集和第二系数集的第二部分而再次到达第三种状态为止；以及
iv)系数设置装置重复步骤ii)和步骤iii)，直到到达预定结束值(Cend)。
依照进一步优选的改进方案，可以向第二数字滤波器反馈作为用于设置第二系数集的控制信号的第二误差信号。
依照进一步优选的改进方案，线性滤波器模块拥有一个具有可调整的第三系数集的第三数字滤波器。
依照进一步优选的改进方案，可以向第三数字滤波器反馈作为用于设置第三系数集的控制信号的第一误差信号。
依照进一步优选的改进方案，均值形成装置拥有第四数字滤波器，该滤波器是一阶递归滤波器。
依照进一步优选的改进方案，第四数字滤波器有传递函数：
Havarage(z)=q·(11-(1-q)·z-1).]]>
依照进一步优选的改进方案，第四数字滤波器有传递函数：
Havarage(z)=q2·(1+z-11-(1-q)·z-1).]]>
【附图说明】
本发明的例子实施例在附图中示出，并且在下面的描述中更加详细地进行了解释。
在图中：
图1示意性地示出了依照本发明实施例的判决反馈均衡器装置的结构图；
图2更详细地示出了依照本发明实施例的判决反馈均衡器装置的结构图；
图3a和b)示出了用于依照本发明实施例的判决反馈均衡器装置的均值形成单元的第一和第二个例子的电路设置；
图4示意性地示出了一个已知的判决反馈均衡器装置的结构图；
图5更详细地示出了该已知的判决反馈均衡器装置的结构图。
在这些图中，同样的参考符号表示同样的或者在功能上相同的组成部分。
【具体实施方式】
图1示意性地示出了依照本发明实施例的判决反馈均衡器装置的结构图。
图1中的均衡器设置首先由一个依照图4的已知均衡器设置的线性滤波器模块F1进行了扩展。
滤波器模块F1代表一个最好是级别较低的数字滤波器。它既可以是递归的，也可以是非递归的滤波器。通过例子，可以选择一个具有下列传递函数的一阶系统作为附加滤波器F1：
H(z)=a+z-11+b·z-1---(1)]]>
依照图5的非递归结构被选为另一个滤波器模块F2，如同从US-A-5,561,687中所知道的，在主系数HK之后设置了少数几个系数。
起始值和结束值被规定为附加滤波器F1的系数和滤波器F2的附加系数(后指针)。在这种情况下，对起始值进行选择，以获得最好的可能收敛性能。相反，结束值是考虑到可能在有噪声的情况下最有利的性能而确定的。
在使用起始值进行先期运行以后，这些系数在它们的结束值方向上被改变，直到在每种情况下都达到了结束值。在系数改变的时候，滤波器F2和均衡器装置的反馈部分的自适应系数在每种情况下都必须是自适应的。
在这个实施例中，从判决反馈部分的每种情况获得的第一和第二误差信号E1和E2分别被用作系数设置的控制信号。
图2是依照本发明实施例的判决反馈均衡器装置的更加详细的结构图。
由差值形成装置D根据判决单元E的上游和下游的值生成的值被直接用作滤波器F2的自适应部分的误差信号E2。这一误差信号E2还被反馈到判决反馈均衡器ERE。
为了形成用于改变附加滤波器F1的系数和在结束值方向上从起始值开始的、在滤波器F2的主值之后的系数的误差信号，必须使用误差幅度或者误差平方的均值(后文中表示为误差均值)，它们是由以第二误差信号E1为输入信号的响应功能模块MB形成的。
根据误差均值，功能模块MB定义了三种状态作为误差信号E1：
状态1：误差均值＞门限值1
状态2：门限值2＜误差均值＜门限值1
状态3：误差均值＜门限值2
在这种情况下，根据下面的原则选择门限值1和2：
在状态1中，系统是非同步的；在这种情况下(随机判决)出现误差的可能性是非常高的。
在状态2中，尽管系统是同步的，但是误差几率仍旧相当高(显然比不正确的判决要正确的多)。
在状态3中，误差几率相当低(几乎是正确的判决)。
下面将更加详细地解释用于滤波器F1和滤波器F2的后指针的系数设置。如上所述，滤波器ERE的系数和其中包含主系数HK的滤波器F2的后指针的系数被自适应地进行设置。
在状态1中，两个滤波器使用以可以确保较好的先期运行性能的方式选择的相应的起始系数进行工作，但是不太适应先期运行状态。在状态3中，系数在结束系数的方向上以确定目标的方式被改变；在状态2中系数不改变。
在根据这种方法设置系数期间，首先在状态1中系统使用起始系数进行工作，直到系统已经进入实际上没有不正确的判决发生的情况(状态3)为止，如上面所述，这一起始系数是考虑到有利的收敛性能而确定的。由于包含前馈部分和判决反馈部分的自适应均衡器不能够快速地进行重新调整，所以在已经达到了这个状态3以后，对将被改变的系数进行改变，直到误差均值超过了门限2(状态2)为止。
在这种情况下，将被改变的系数首先保持不变，直到自适应均衡器进行完重新调整，并且误差均值再次小于门限2(状态3)为止。
在继续进行系数改变的时候，误差均值在门限2附近振荡，直到将被改变的系数达到了它们的结束值为止。
从时间上的这一点开始，滤波器F1和滤波器F2的后指针的系数保持不变，并且均衡器的自适应部分(前馈部分和判决反馈部分)可以最终将自己调整到系统中。
可以通过加上相同幅度的校正值来对从起始系数进行的系数改变施加影响。考虑最简单的可能的实现，可以选择两个值中的一个作为校正值，在这种情况下，依照下表来描述用于系数改变的算法： cstart状态1 c(k)＝c(k-1)状态2 c(k-1)+2-m sgn(cend-cstart)状态3
在这种情况下，cend是结束值、cstart是起始值、k是一个离散的时间参数、m是一个自然数而sgn是sign函数。c值代表在这种情况下系数的向量。
图3a)和b)分别是依照本发明实施例的判决反馈均衡器装置的均值形成单元的第一和第二个例子的电路设置。
数字低通滤波可以影响均值的形成。可以通过一阶递归滤波器来获得特殊的例子实现方式。
在图3a)和b)中，MB1和MB2分别表示数字均值滤波器的第一和第二个例子、NO表示归一化装置、TE表示半分频器、A1到A4分别表示加法器。
依照图3a)，传递函数为：
Havarage(z)=q·(11-(1-q)·z-1).---(2)]]>
依照图3b)，传递函数为：
Havarage(z)=q2·(1+z-11-(1-q)·z-1)---(3)]]>
在这种情况下，q是定义了平均时间常数的归一化装置NO的归一化参数。q的数值必须是正的，并且必须小于1。如果
q＝2-L (4)
被选为它的值，那么不需要真的乘法器就可以实现滤波。
图5中示出的电路设置使用不同的等式
y(k)＝y(k-1)+2-L·(u(k)-y(k-1))(5)
和
y(k)=y(k-1)+2-L·(12·(u(k)=u(k-1))-y(k-1))---(6)]]>
分别得出均值滤波器MB1和MB2。
尽管本发明已经在上面使用优选的实施例进行了描述，但是本发明并非局限于此，而是可以以不同的方式进行修改。
在上面设滤波器F1代表用于改善收敛性能的附加系统，滤波器F2代表具有附加后指针的自适应系统，然而并没有限制一般的有效性，这一顺序也是可以被改变的。
对误差信号F2来说，还可以对设置算法进行修改，使得仅仅使用误差的符号。
附图标记对照表EIN 输入信号AUS 输出信号E1、E2 第一、第二误差信号3、5、7、10、11、12、20 线路F1、F2 第一、第二滤波器S 加法器ERE 判决反馈均衡器E 判决单元MB、MB1、MB2 均值形成装置u(k)、y(k) 发往MB的信号A1-4 加法器NO 归一化装置TE 半分频器LE 线性均衡器LK1、LK2 第一、第二延迟链KS1、KS2 系数加法器HK 主系数N、M 系数的运行索引T 延迟单元