有关电子补偿的方法和设备 【技术领域】
本发明涉及有关电子补偿的方法和设备的领域，更详细地说，涉及所述领域中关于增益补偿的部分。
背景技术
就这样一些装置、即、它们接收输入功率并随所述接收的输入功率而发送输出功率而言，在技术上是很寻常的。输出功率和输入功率之比通常称为(功率)增益。增益常常与频率相关。在某些实例中这是所要求的，但在多数情况下并不希望这样。
功率放大器是用来放大信号功率的一种装置。功率放大器使用在许多应用中，例如，广播和电视，无线通信(例如蜂窝电话)，有线电视，高保真音响设备等。对于功率放大器，增益的频率相关性常是需要考虑的一个重要特性。
功率放大器的构造通常基于晶体管技术，并且双极晶体管可能是功率放大器中最常用的晶体管元件。但是，曾经认为是已过时的器件的真空管如今仍然在一些应用中使用。功率放大器可以用分立元件构成，或用设置在集成电路上的元件构成。
功率放大器通常设计成在预定的工作频率范围内对信号进行功率放大。但很难在整个工作范围内，特别是对宽带范围，获得均一(恒定)的增益。通常，功率放大器的增益随频率增加而下降。
功率放大器增益的频率相关性在许多技术应用中非常麻烦。一种这类应用就是所谓的前馈放大电路。前馈放大电路包括以非线性方式工作的主功率放大器。前馈放大电路还包括前馈回路。前馈回路包括用于产生指示信号的装置，所述指示信号表示由主放大器的非线性引起的失真产物。前馈回路还包括(线性)误差放大器，后者通过放大所述指示信号而产生误差信号。这样设置误差放大器、使得误差信号尽可能接近地对应于主放大器中产生的失真产物。从主放大器中的输出信号中减去误差信号，从而抑制了失真产物。但如果要使失真产物地抑制有效，主放大器和误差放大器的增益均不应随频率有较大程度的改变。
另一个增益的频率相关性比较有问题的应用是有线电视传输，此时较高频率时较低的增益效果会导致图象细节和色彩饱和度的损失。
当然，功率放大器不是其增益的频率相关性会造成问题的唯一装置。频率相关性通常在例如耦合器、传输电缆、带状线、微带、混频器以及射频设备等也会有问题。
美国专利No.5656973公开了一种放大电路，包括MMIC(单片微波集成电路)功率放大器和补偿电路。所述补偿电路设计成其频率响应能抵消功率放大器的增益频率相关性。补偿电路是包括电阻，电感和电容的谐振带通滤波器。但所述补偿电路也有一些缺点。与补偿电路相关联的增益补偿不易调谐。由于元件值的差异可以预期实际补偿会有很大的“分散”。而且，所述补偿电路不适合于提供小的补偿(±0.1db左右)。
美国专利No.5280346公开了一种均衡放大电路，用于补偿电视电缆中的频率相关性损失。所述电路包括均衡网络和用以产生补偿电缆的频率相关性的校正信号的可变放大器。为使电路对不同长度的电缆更为有用，所述电路包括具有衰减器的正反馈电路。由于正反馈，所述电路就可以通过适当地控制可变放大器的方法而使用在不同长度的电缆上。但此电路相当复杂而且昂贵。另一个缺点是所述电路只能用在较低频率(基带)而不能用在较高频率(射频)。
发明概述
本发明主要解决用于提供与频率相关的增益补偿的获得方法和设备问题，这种补偿相对简单而价廉而且很容易适合于各种条件，例如不同的工作频率范围以及增益补偿量的不同需求。
上述问题是通过将信号分割成两个分量的方法来解决的。一个分量具有与频率相关的相移。另一分量具有振幅变化。在提供了相移和振幅变化后，把所述两个分量组合起来。所述方法提供一个补偿增益，所述补偿增益主要取决于与频率相关的相移和振幅变化。适当选择与频率相关的相移和振幅变化，补偿增益就可很容易地使用于各种条件，例如不同的工作频率范围以及所需的不同的增益补偿量。
本发明还包括把上述方法用于对任何其增益具有不需要的频率相关性的装置提供补偿增益。本发明还包括一种利用具有非平坦增益的功率放大器的功率放大方法，用来提供对功率放大器的非平坦增益进行补偿的补偿增益。
还利用补偿电路来解决上述问题。所述补偿电路包括将信号分割成两个分量的装置。所述补偿电路包括对一个分量提供与频率相关的相移的装置。所述补偿电路包括对一个分量提供振幅变化的装置。补偿电路的补偿增益主要取决于与频率相关的相移和振幅变化。适当地选择在补偿电路中所提供的与频率相关的相移和振幅变化，补偿增益就可很容易地使用于各种条件，例如不同的工作频率范围以及所需的不同的增益补偿量。
本发明还包括把上述补偿电路用于对任何其增益具有不需要的频率相关性的装置提供补偿增益。本发明还包括一种利用具有非平坦增益的功率放大器的功率放大电路，包括用于提供对功率放大器的非平坦增益进行补偿的补偿增益的上述补偿电路。
因此本发明的主要目的是提供与频率相关的增益补偿，并且本发明包括实现此目的方法和设备。
本发明具有若干优点。利用本发明，容易以较低成本提供与频率相关的补偿增益。容易为不同条件、例如不同的工作频率范围和所需的不同的增益补偿量提供补偿增益。可以为较高的频率(射频)范围提供补偿增益。特别是，为1GHz以上的频率范围提供补偿增益。
以下将利用优选实施例并参阅附图说明本发明。
附图简介
图1是功率放大器的简单方框图。
图2是图解说明功率放大器的实际和理想的增益的简图。
图3是包括根据本发明功率放大器和补偿电路的功率放大电路的简单方框图。
图4是根据本发明的增益补偿的图解说明。
图5是根据本发明的补偿电路的第一实施例的方框图。
图6是根据本发明的补偿电路的第二实施例的方框图。
图7是矢量图。
图8是图解说明图5的补偿电路的随相移变化的增益的曲线图。
图9是图解说明由时间延迟引入的与频率相关的相移的曲线图。
图10是图解说明图5的补偿电路的随频率变化的增益的曲线图。
图11是用实例说明图5的补偿电路对于特定的参数选择的增益的曲线图。
图12是用实例说明图5的补偿电路对于特定的参数选择的增益的曲线图。
图13是根据本发明的补偿电路的第三实施例。
图14是图解说明图13的补偿电路的随相移变化的增益的曲线图。
图15是根据本发明的补偿电路的第四实施例。
图16是说明根据本发明的增益补偿方法的流程图。
优选实施例
图1是功率放大器1的简单方框图。功率放大器1可以是晶体管功率放大器，例如基于双极、LDMOS或GaAs晶体管。功率放大器1通过输入端接收输入功率Pin，并通过输出端发送输出功率Pout。功率放大器设计成对预定工作频率范围[f1，f2]内的信号提供功率放大。图2示出曲线L1，它表明功率放大器1的增益在工作频率范围内如何随频率f变化。增益Ga随频率增加而下降。于是，曲线L1具有负斜率。如前所述，这常是不合乎需要的。通常需要的是增益与频率无关，至少在功率放大器的工作频率范围之内。图2中的曲线L2(虚线)示出这种理想情况。由于与频率无关，曲线L2完全是平坦的。
图3和图4示出本发明提供的基本与频率无关的功率放大的原理。图3是根据本发明的放大电路的方框图。图3的电路包括功率放大器1和与功率放大器1串联的补偿电路2。在图3中补偿电路2设置在功率放大器1之前，但也可以将补偿电路2设置在功率放大器1之后。但补偿电路2设置在功率放大器1之前时功率放大电路的效率较高。补偿电路2具有关联增益Gc。关联增益Gc具有频率相关性，用来补偿功率放大器1的增益Ga中的频率相关性。所述情况示于图4。图4中的第一个图示出功率放大器1的增益与频率的相关性。功率放大器1的增益Ga随频率增加而下降，于是增益曲线具有负斜率。图4中的第二个图示出补偿电路2的增益与频率的相关性。补偿电路2的增益Gc随频率增加而增加，其增加方式可补偿功率放大器1的下降增益。于是，补偿电路2的增益曲线具有正斜率，抵消了功率放大器1的增益曲线的负斜率。图4中的第三个图示出图3的功率放大电路的总增益GT的频率相关性。总增益GT是功率放大器1和补偿电路2的组合增益。总增益GT基本上与频率无关，因为补偿电路2补偿了功率放大器1的频率相关(非平坦)的增益Ga。
图5是根据本发明的补偿电路2的第一实施例的方框图。图5的补偿电路2包括功率分割器11，它具有用于接收信号、即随时间变化的功率的输入端。在图5的特例中，所接收的信号按sin(2πft)谐振，为简单起见，输入信号的振幅设定为单位整数。功率分割器11将输入信号分割成两个等于(1/2)·sin(2πft)的分量。 图5的补偿电路2还包括一个组合器13。功率分割器11的第一输出端通过第一信号支路连接到组合器13的第一输入端。组合器13通过其第一输入端从功率分割器11接收一个分量(1/2)·sin(2πft)。组合器13的第二输入端通过第二信号支路连接到功率分割器11的第二输出端。第二信号支路包括移相器15和可变衰减器17，此二者串联。移相器15用来产生与频率相关的相移(f)。衰减器17用来产生基本上与频率无关的振幅变化，至少在功率放大器的工作频率范围内。移相器15和衰减器13在余下的分量(1/2)·sin(2πft)中引入相移和振幅变化，使余下的分量成为(A/2)·sin(2πft+(f))。此处A代表范围在[0，1]之间的衰减值。衰减值A为零对应于完全的信号衰减，而衰减值A为1对应于零信号衰减。组合器13通过第二输入端接收分量(A/2)·sin(2πft+(f))。组合器13通过将通过输入端接收的分量(1/2)·sin(2πft)和分量(A/2)·sin(2πft+(f))组合(相加)，产生组合信号((1/2)·sin(2πft)+(A/2)·sin(2πft+(f)))。组合器13通过输出端发送出组合信号。
图7示出图5中补偿电路2的信号处理的矢量图。第一矢量v1代表通过组合器13的第一输入端接收的分量(1/2)·sin(2πft)。第二矢量v2代表通过组合器13的第二输入端接收的分量(A/2)·sin(2πft+(f)。第二矢量v2的振幅是第一矢量v1的A倍。第一矢量v1和第二矢量v2之间的夹角对应于由移相器15引入的相移(f)。第一矢量v1和第二矢量v2之矢量和在图7中示为第三是矢量v3。第三矢量代表组合信号(1/2)·sin(2πft)+(A/2)·sin(2πft+(f))。利用图7的矢量几何图形，可以看出图5中补偿电路2的增益Gc，如在功率分割器11的输入端和组合器13的输出端之间所见，可以写为：
方程(1)
图8是图解说明增益Gc随相移变化的曲线图。图8包括值在[-π，π]范围内的增益曲线。图中示出三种不同选择的衰减值A(A＝0，A＝1/2，A＝1)的曲线。根据图8和方程(1)，增益Gc是相移的均匀函数并具有2π的周期。衰减值A的影响从图8可以看出。衰减值A越小，增益曲线越平坦，对于A＝0，相应的增益曲线完全平坦。
图6是根据本发明的补偿电路2的第二实施例的方框图。图6的实施例与图5的实施例的差别仅在于衰减器17设置在第一信号支路。但方程(1)对图6的实施例也有效。
由于由移相器15引入的相移(f)取决于频率，所以图5和图6的补偿电路2的增益Gc也取决于频率。有许多方法来配置移相器15以便获得适当的与频率相关的相移(f)。一种简单而有用的方法是配置移相器15使之引入时间延迟td。例如，移相器15可以包括延迟线。当延迟线的有效长度为L，相应的时间延迟为L/c，其中c代表信号传播速度。本专业的技术人员都很清楚，时间延迟td等效于相移(f)，所述相移按(f)＝-2πtdf随频率发生线性变化。相移(f)和频率f之间的关系图示于图9，图中相移以其主值给出，即在[-π，π]范围内的等效值。增益Gc和频率f之间的关系图示于图10。在图10中，增益Gc对频率f之依赖关系也是对三种不同选择的衰减值A(也是A＝0，A＝1/2，A＝1)作出。图10中的增益曲线是周期性的，并且增益Gc的周期取决于时间延迟td。如图9所示，当频率变化等于1/td时，相移从π变到-π。因此图10中增益曲线的周期是1/td。
时间延迟td的选择要考虑到功率放大器1的预定工作频率范围。时间延迟td最好选择成使工作频率范围落在增益曲线具有正斜度的频率范围内—当然是假定功率放大器1的增益Gc随频率增加而下降。一种途径是首先计算工作频率范围[f1，f2]的中心频率(fc＝(f1+f2)/2)。然后选择时间延迟td，使中心频率fc位于增益曲线正斜度的中间位置。对于图5和图6的实施例要作到这一点，应当这样选择时间延迟td、使得对应于中心频率fc的相移(fc)具有π/2的主值，即(fc)＝π/2-n2π(n＝1，2，3，…)。按此方法时间延迟td的可能数值以下式给出：
td=n-1/4fc]]> 方程(2)
最好这样选择衰减值A、使得补偿电路2尽可能地补偿功率放大器1的增益Gc的频率相关性。衰减值A可以用计算或实验方法选择。
例如，设工作频率范围从1950MHz到2350MHz。中心频率fc为2150MHz。当n＝1时，时间延迟td为0.35ns。当传播速度c接近于光速时，所述时间延迟td对应于有效长度大约为0.1米的延迟线。在中心频率fc时的相移是-1.5π。对应于此选择的时间延迟的增益曲线示于图11。图11中有三条增益曲线，对应于三个选择的衰减值A(A＝0，A＝0.25，A＝0.5)。衰减值A决定曲线的斜率。
如果需要更强的增益补偿(增加的斜率)，可以组合使用两个或更多的补偿电路。或者，可以选择n的较高数值。对于n＝2，时间延迟td为0.81ns，对应于有效长度大约为0.24米的延迟线。图12中对于所述时间延迟td的选择有三条增益曲线。图12的增益曲线对应于三个不同选择的衰减值A(A＝0，A＝0.2 5，A＝0.5)。
图13是根据本发明的补偿电路2的第三实施例的方框图。在图5和图6的实施例中，信号振幅的改变是利用衰减器17获得的，在图13的实施例中，使用信号反射而不是获得信号振幅的改变。
图13的补偿电路2包括功率分割器11，它具有接收信号的输入端。在图13的特例中，所接收的信号按sin(2πft)谐振，为简单起见，输入信号的振幅设定为单位整数。功率分割器11将输入信号分割成两个等于(1/2)·sin(2πft)的分量。图13的补偿电路2还包括组合器13，功率分割器11的第一输出端通过第一信号支路连接到组合器13的第一输入端。组合器13通过其第一输入端从功率分割器11接收分量(1/2)·sin(2πft)。图13的补偿电路2还包括连接到功率分割器11和组合器13的第二信号支路。第二信号支路包括具有三个端口的环行器21。环行器21具有这样的性能，即：在环行器21第一端口接收的信号被传送到环行器21第二端口，在第二端口接收的信号被传送到第三端口，依此类推。功率分割器11的第二输出端连接到环行器21的第一端口。环行器21的第二端口连接到移相器15，提供与频率相关的相移(f)。移相器15可以例如包括具有相关时间延迟td的延迟线。移相器15还连接到信号反射器19。信号反射器19具有范围在〔-1，1〕的相关反射系数R。原则上，信号反射器19可以是阻抗为Z的任何装置。如果连接到信号反射器19的信号线具有特征阻抗Zo，则反射系数R等于(Z-Zo)/(Z+Zo)。在射频应用中，特征阻抗Zo常设为50Ω。环行器21通过其第一端口从功率分割器11接收余下的第二分量(1/2)·sin(2πft)。第二分量然后传送到环行器21的第二端口并第一次通过移相器15。通过移相器15后，第二分量被信号反射器19反射，于是第二分量第二次通过移相器15。第二次通过移相器15后，第二分量由环行器21的第二端口接收并传送到环行器21的第三端口。环行器21的第三端口连接到组合器13的第二输入端，故组合器13通过其第二输入端接收第二分量。信号反射器19和移相器15影响着第二分量的振幅和相位，所以第二分量在被组合器13接收时等于(R/2)·sin(2πft+2(f))。组合器13通过将通过输入端接收的分量(1/2)·sin(2πft)和分量(R/2)·sin(2πft+2(f))组合(相加)，产生组合信号((1/2)·sin(2πft)+(R/2)·sin(2πft+2(f)))。组合器13通过输出端发送出组合信号。
方程(1)可以用来计算图13中补偿电路的增益Gc，方法是将衰减值A代替为反射系数R，将(f)代替为2(f)。
图14是图13的补偿电路2的增益Gc在五种不同的反射系数选择时(R＝0，R＝±0.5，R＝±1)随2的变化。在反射系数R为正值时，图14的增益曲线类似于图8的增益曲线。在反射系数R为负值时，对2＝0，增益曲线处于最小值，对2＝±π，增益曲线处于最大值，这舆反射系数R为正值时增益曲线的性能相反。
上述为图5和图6的补偿电路2选择适当参数值(A和td)的方法，在细节上加以修正，就可用来为图13的补偿电路2选择适当参数值(R和td)。
在图13的实施例中，这样设置环行器21和信号反射器19、使得信号两次通过移相器15。当然这并不是必须的，也可以按照另一种方法设置环行器21和信号反射器19、使得信号只通过移相器15一次。例如，可将环行器15和信号反射器19设置在第一信号支路而不是设置在第二信号支路、但设置在移相器15之后或之前。
在图5，图6和图13的实施例中，功率分割器11将输入信号分割成相等功率的两个分量。这可对增益Gc提供最大的调整范围，在许多实例中是有利的。但本发明不限于将信号分割为相等功率的分量。设ρ1和ρ2代表相对于所接收的信号的振幅的分量振幅。利用类似于图7中的矢量图，可知在这种情况下，补偿电路2的增益Gc以下式给出：
Gc=ρ12+A2ρ22+2Aρ1ρ2cos(X(f))]]> 方程(1.1)
式中X(f)等于图5和图6实施例中的(f)，等于图13的实施例中的2(f)。
图15是根据本发明的补偿电路2的第四实施例的方框图。第四实施例的结构舆图5，图6和图13的实施例略有不同。但第四实施例仍按先前实施例的类似的原理工作。图15的实施例基于3db的混合电路31，它有四个端口33，35，37和39。第一端口31连接到接收信号的输入终端。在图15的特例中，所接收的信号按sin(2πft)谐振，为简单起见，输入信号的振幅设定为单位整数。第三端口37通过以第一延迟线41a的形式的移相器连接到第一PIN(正-本-负)二极管43a。第四端口39以类似方式通过以第二延迟线41b的形式的移相器连接到第二PIN二极管43b。PIN二极管43a和43b分别接地，用作信号反射器。PIN二极管43a和43b起可变电阻的作用，舆PIN二极管43a和43b相关联的电阻值决定PIN二极管43a和43b所产生的反射。0Ω的电阻值对应于反射系数R为-1(有180°相移的全反射)。如果特征阻抗为50Ω，50Ω的电阻值对应于反射系数R为0(无反射)。非常大的电阻值对应于反射系数R为1(全反射)。
在第一端口33，输入信号分割成等于0.5·sin(2πft)的两个分量。第一分量直接从第一端口33传送到舆输出端连接的第二端口35。第二分量沿较为复杂的路径从第一端口33传送到第二端口35。首先第二分量从第一端口33传送到第三端口37，再从第三端口37经第一延迟线41a到第一PIN二极管43a。第一PIN二极管43a反射所述第二分量，使其最终返回第三端口37，于是第二次通过第一延迟线41a。在第三端口37，第二分量功率的一半被分割掉，第二分量然后从第三端口37传送到第四端口39。从第四端口39，第二分量经过第二延迟线41b到第二PIN二极管43b。第二PIN二极管43b反射所述第二分量，使其最终返回第四端口39，于是第二次通过第二延迟线41b。在第四端口39，第二分量功率的一半又一次被分割掉。从第四端口39，第二分量被传送到第二端口35。3db的混合电路31，PIN二极管43a和43b，以及延迟线41a和41b在第二分量中引入了振幅变化和相移，第二分量在第二端口35被接收时等于(0.5)3·RT·sin(2πft+T(f)。RT是总反射系数，由PIN二极管43a和43b所产生的反射决定。T(f)是总的与频率相关的相移，主要由延迟线41a和41b所决定。3db的混合电路31对总相移T(f)也起一定的作用。在第二端口35，3db的混合电路31组合第一分量0.5·sin(2πft)和第二分量(0.5)3·RT·sin(2πft+T(f)，从而产生组合信号0.5·sin(2πft)+0.5)3·RT·sin(2πft+T(f)，所述组合信号被发送到图15中补偿电路2的输出端。
方程(1)可以用来计算图15中补偿电路的增益Gc，方法是将A代替为(0.5)2·RT，并将φ(f)代替为T(f)。
PIN二极管43a和43b的电阻主要决定于流经PIN二极管43a和43b的直流电流。图15中的补偿电路2包括电流控制电路，用来控制PIN二极管43a和43b的直流电流。在图15的特例中，电流控制电路包括电压发生器44和连接到所述电压发生器44的分流电路。分流电路包括第一和第二支路。第一支路包括电阻45a和电感46a，二者串联，以便将电压发生器44连接到3db混合电路31的第二端口35。第二支路同样包括电阻45b和电感46b，二者串联，以便将电压发生器44连接到3db混合电路31的第一端口33。电感46a和46b用作射频阻挡器(blocker)。支路还包括去耦合电容47a和47b，它们防止随时间改变的信号传送到电压发生器44。改变电压发生器44的电压，就改变了流经PIN二极管43a和43b的电流，从而改变了PIN二极管43a和43b的反射特性。或者，电流控制电路包括两个电压发生器，一个支路一个，这样可以独立控制PIN二极管43a和43b的电流。例如，可以控制PIN二极管43a和43b的直流电流以便使与PIN二极管43a和43b关联的反射特性获得不同的符号。
上述建议的为图5和图6的实施例选择适当参数值的方法，在细节上加以修正，就可用来选择PIN二极管43a和43b的适当电阻设置以及选择延迟线41a和41b的适当长度。
图13实施例中的信号反射器19可包括PIN二极管作为电阻元件来产生反射。在此情况下图13的实施例也可以包括电流控制电路来控制PIN二极管的直流电流。
当然，以上公开和说明的补偿电路的实施例可以以任何适合的形式加以组合，以形成更复杂的补偿电路。而且，根据本发明的补偿电路2不限于向功率放大器提供补偿增益，也可用来向任何适当的装置提供补偿增益。例如，本发明的补偿电路可以和耦合器、传输电缆、带状线、微带、混频器以及射频设备等一起使用。本发明的补偿电路也可以和例如无线接收器中(例如基于场效应晶体管技术)的小信号放大器一起使用。
图16是根据本发明的提供补偿增益的方法的流程图。在方框51，信号被分割成两个分量，最好但并不必须二者功率相等。在方框53，在一个分量中提供与频率相关的相移。相移最好以预定的时间延迟的形式提供，虽然本发明并不限于以预定的时间延迟的形式来提供相移。在方框55，在一个分量中提供振幅变化。振幅的改变可以由多种途径获得，例如，使一个分量衰减或利用一次或多次反射来获得振幅变化。在方框57，在提供相移和振幅变化之后，使分量组合(相加)，产生组合信号。
图16的方法可以用来提供补偿增益以补偿功率放大器的非平坦增益或对一些其它装置提供补偿增益。