电动机驱动器及其驱动控制系统 【技术领域】
本发明涉及电动机驱动器和用于以任意转数控制诸如无刷直流电动机驱动的驱动控制系统。
背景技术
最近，在构造用于驱动诸如使用在空调系统的压缩机中的电动机的电动机驱动器中，从全球环境保护的角度来看，减小能源消耗的需要变得愈发必要。作为电动机中的节能技术，逆变器广泛应用于以任意转数驱动诸如无刷直流电动机的高效电动机中。
进一步，作为一种电动机驱动技术，使用正弦波形的正弦波驱动技术因为其高效率和低噪音而受到关注，从而代替使用矩形波形的矩形波驱动技术。
在诸如压缩机等电动机使用在空调系统中的情况下，由于难于加载检测电动机转子的转动位置的传感器，就采用了一种无传感器位置类型正弦波驱动技术，其通过不使用转动位置传感器的方法来估计转子的转动位置以驱动电动机。不仅如此，作为估计转子转动位置的方法，使用了估算电动机感应电压的已知方法。(比如参看专利文献1：日本专利公开出版物No.2000-350489)
图9说明了实施无传感器位置类型正弦波驱动技术的系统构造。在图9中，标号1表示直流电源，2表示逆变器，3表示无刷电动机，4表示定子，5表示转子，6表示控制器，标号7v和7w表示电流传感器。在此构造中，无刷电动机3包括定子4和转子5，定子具有在作为中心点的中点Y连接的三相绕组4u、4v和4w，转子上装载有磁铁。U相端子8u、V相端子8v和W相端子8w分别连接到U相绕组4u、V相绕组4v、和W相绕组4w的非连接端。
逆变器2具有三个并行连接的U相、V相和W相用串联电路。每个串联电路包括连接在串联电路中位于电流上游和下游的一对开关元件。从直流电源1中输出地直流电压施加在三个串联电路上。U相串联电路在上游侧具有开关元件12u，在下游侧具有开关元件13u。V相串联电路在上游侧具有开关元件12v，在下游侧具有开关元件13v。W相串联电路在上游侧具有开关元件12w，在下游侧具有开关元件13w。
进一步，稳流二极管14u、14v、14w、15u、15v、15w分别并行连接到开关元件12u、12v、12w、13u、13v、13w。无刷电动机3的端子8u、8v、8w分别连接到逆变器的开关元件12u和13u间的连接点、开关元件12v和13v间的连接点、和开关元件12w和13w间的连接点。
无刷电动机3中相绕组4v和4w中流经的电流被电流传感器7v和7w检测，检测的电流数值提供给控制器6。控制器6基于提供的电流值估计感应电压并输出控制逆变器2驱动的控制信号。这样，对无刷电动机3的驱动控制就在上述电路组成中施行。
如上所述，在传统的通过估计感应电压而实施的无传感器位置类型正弦波驱动技术中，必须使用至少两个诸如电流传感器的电流检测元件来检测将被驱动电动机中的相电流，这就增加了制造电动机驱动器的成本。
【发明内容】
本发明用于解决上述问题，本发明的主要目标是以便宜的构造提供能够高精度地检测相电流的电动机驱动器和控制系统，并在低速转区至高速转区良好地驱动电动机，在低速区具有高的速度稳定性。
为实现上述所提及的目标，本发明的第一方面是提供一种电动机驱动器，基于流经三相电动机中每相绕组的每相电流的驱动控制下用于驱动三相电动机。
所述电动机驱动器包括：用于将直流电压变流为三相交流电压以驱动三相电动机的逆变器；检测出现在逆变器母线中的电流以检测流经三相电动机每相绕组的每相电流的电流检测装置；用从逆变器中输出的电压值和由电流检测装置确定的相电流值来估计电动机中感应电压的感应电压估计装置；用于基于估计感应电压值检测所述电动机中转子的转动位置和转动速度的转动位置/速度检测装置；用于通过基于施加目标速度的转子的估计转动位置/速度进行比例加积分(PI)而计算转动位置/速度修正值的位置/速度PI计算装置；用于基于速度PI计算装置所获得修正值产生PWM信号来控制所述逆变器的PWM信号产生装置；用于修正通过所述PWM信号产生装置产生信号的占空比的占空比修正装置。
在此构造中，占空比修正装置在通过电流检测装置检测逆变器母线电流过程中不改变PWM信号而修正占空比。
优选的，速度PI计算装置的速度比例增益(KP)根据电动机低速区中某一速度以多级的方式可变。
本发明的第二方面是提供用于控制三相电动机的驱动的驱动控制系统。驱动控制系统包括：用于将直流电压变流为三相交流电压以驱动三相电动机的逆变器；位于逆变器母线上用于检测出现在逆变器母线上的电流以决定流经三相电动机每相绕组中的每相电流的电流检测装置；用从逆变器中电压值输出的电压值和由电流检测装置确定的相电流值来估计电动机中电压的感应电压估计装置；用于基于估计感应电压值检测所述电动机中转子的转动位置和转动速度的转动位置/速度检测装置；用于通过基于施加目标速度的转子的估计转动位置/速度通过比例加积分(PI)计算而计算转动角度/速度修正值的角度/速度PI计算装置；用于基于通过角度/速度PI计算装置所获得的修正值而产生PWM信号来控制所述逆变器的PWM信号产生装置；用于修正通过所述PWM信号产生装置产生信号的占空比的占空比修正装置。
在此结构中，从占空比修正部分的PWM信号输出的修正占空比信息被施加到电流检测器中，这样在检测逆变器母线电流时参照修正的占空比信息就可以确定三相中哪一相电流出现在逆变器的母线上。
【附图说明】
此项发明的这些和其它方面的特点通过从下述的优选实施例以及相应的附图的说明会变的更加明显，也更容易理解，其中同样的标号表示同样的部件：
图1是根据本发明实施例1中的电动机驱动器的系统结构框图；
图2说明了电动机与时间相关的相电流状态变化示例；
图3说明了一种PWM信号的变化示例；
图4说明了当PWM信号如图3所示变化时电动机和逆变器中的电流状态；
图5说明了一种PWM信号变化示例；
图6说明了当PWM信号如图5所示变化时电动机和逆变器中的电流状态；
图7说明了一种PWM信号变化示例；
图8说明了通过速度PI计算装置获得的速度比例增益KP设定值；
图9说明了传统示例的框图。
【具体实施方式】
下面将参照附图对本发明的优选实施例进行说明。
(实施例1)
图1显示本发明实施例1的电动机驱动器和电动机的组合系统结构图。在图1中，标号1表示直流电源，2表示逆变器，3表示无刷电动机，4表示定子，5表示转子，标号6表示控制器。无刷电动机3包括定子4和转子5，定子具有在作为中心点的中点Y连接的三相绕组4u、4v和4w，转子上装载有磁铁，磁铁具有磁极N和S。U相端子8u连接到U相绕组4u的非连接端，即，连接到中性点的对边。相似的，V相端子8v和W相端子8w分别连接到V相绕组4v的非连接端和W相绕组4w的非连接端。
逆变器2的三个串联电路并行联接到U相、V相和W相，每个在电流的上游和下游包括一对开关元件。直流电源1的直流电压输出通过检测施加到逆变器的电压值的电压传感元件16施加到逆变器2的串联电路上。U相串联电路包括上游侧的开关元件12u和下游侧的开关元件13u。
相似的，V相串联电路包括上游侧的开关元件12v和下游侧的开关元件13v。不仅如此，W相串联电路包括上游侧的开关元件12w和下游侧的开关元件13w。进一步，稳流二极管14u、14v、14w、15u、15v和15w分别并行连接到开关元件12u、12v、12w、13u、13v和13w。
无刷电动机3的端子8u、8v和8w分别连接到逆变器的开关元件12u和13u间的连接点、开关元件12v和13v间的连接点、和开关元件12w和13w间的连接点。
从直流电源1施加至逆变器2的直流电压由逆变器2中包括开关元件的串联电路转换为三相交流电压以驱动无刷电动机3。为了实现从外部施加的目标速度，基于目标速度和现有速度之间的差异计算出修正值，为使逆变器输出施加至无刷电动机的计算电压，控制器6中产生PWM信号以控制逆变器2中开关元件的驱动。
控制器6包括用于产生PWM信号(PWM)以继电控制逆变器2的开关元件的PWM信号产生部分9、用于修正通过基驱动器10转换为驱动信号(DRV)的PWM信号以电学驱动开关元件的占空比修正部分19。然后，驱动信号从基驱动器10施加到逆变器2以驱动开关元件12u、12v、12w、13u、13v和13w。
进一步，控制器包括电流检测器11，其位于逆变器母线上用于检测逆变器母线电流以确定无刷电动机3的相电流(iu、iv、iw由“is”表示)、用于估计无刷电动机3中感应电压(eu、ev、ew由“es”表示)的感应电压估计部分17。
进一步，控制器6包括用于估计无刷电动机3的极角θm的转动位置和转子的转动速度ωm的转子位置/速度估计部分18、用于通过基于转子的极位置的角度信息进行比例加积分以计算得到修正值(CRA)的角度PI计算部分20、和通过基于转子的估计速度而进行比例加积分计算以计算修正值(CRS)的速度PI加速部分21。
接着，下面将说明控制器6的操作。无刷电动机3的感应电压es＝(eu，ev，ew)通过感应电压估计部分17基于由逆变器母线上电流感应元件11检测的无刷电动机3的相电流“is”＝(iu，iv，iw)、由PWM信号产生部分9计算的输出电压Vs*、由电压感应元件16检测的逆变器施加电压信息进行估计。
进一步，无刷电动机3的转子角度θm和转动速度ωm极位置通过转子位置/速度估计部分18估计。用于控制无刷电动机3的驱动的PWM信号由PWM信号产生部分9基于修正值(CRA、CRS)产生。第一修正值CRA通过角度PI计算部分20基于转子角度极位置θm信息进行比例加积分计算获得。第二修正值CRS通过速度PI计算部分21基于参照目标速度ω*的估计转速ωm进行比例加积分计算获得。这样，转子速度通过转子5的估计速度ωm偏离自外施加的目标速度ω*的数值信息受到控制以变成目标速度。
然后说明感应电压估计部分17的操作。电流感应元件11通过检测逆变器母线电流确定流经相绕组的相电流iu、iv和iw(由“is”表示)，检测相电流值提供给感应电压估计部分17。不仅如此，通过PWM信号产生部分9计算得到的输出电压Vs*和由电压感应元件16检测的施加到逆变器上的电压提供给感应电压估计部分17。这样，施加到相绕组的相电压(vu、vv和vw)通过基于上述提供的信息由感应电压估计部分17计算。
理论上，相绕组中感应的感应电压eu、ev和ew(由es表示)从相电流(iu、iv、iw)和相电压(vu、vv、vw)的上述值按照下述方程(1)、(2)和(3)计算。在下述方程中，R表示电阻和L表示电感，d(iu)/dt，d(iv)/dt和d(iw)/dt分别为相电流iu、iv和iw的时间微分。
eu＝vu-R·iu-L·d(iu)/dt …(1)
ev＝vv-R·iv-L·d(iv)/dt …(2)
ew＝vw-R·iw-L·d(iw)/dt …(3)
当详细展开公式(1)、(2)、(3)，得到下述公式(4)、(5)、(6)。
eu＝vu
-R·iu
-(la+La)·d(iu)/dt
-Las·cos(2θm)·d(iu)/dt
-Las·iu·d{cos(2θm))/dt
+0.5·La·d(iv)/dt
-Las·cos(2θm-120°)·d(iv)/dt
-Las·iv·d{cos(2θm-120°)}/dt
+0.5·La·d(iw)/dt
-Las·cos(2θm-120°)·d(iw)/dt
-Las·iw·d{cos(2θm+120°)}/dt …(4)
ev＝vv
-R·iv
-(la+La)·d(iv)/dt
-Las·cos(2θm+120°)·d(iv)/dt
-Las·iv·d{cos(2θm+120°)}/dt
+0.5·La·d(iw)/dt
-Las·cos(2θm)·d(iw)/dt
-Las·iw·d{cos(2θm)}/dt
+0.5·La·d(iu)/dt
-Las·cos(2θm-120°)·d(iu)/dt
-Las·iu·d{cos(2θm-120°)}/dt …(5)
ew＝vw
-R·iw
-(la+La)·d(iw)/dt
-Las·cos(2θm-120°)·d(iw)/dt
-Las·iw·d{cos(2θm-120°)}/dt
+0.5·La·d(iu)/dt
-Las·cos (2θm+120°)·d(iu)/dt
-Las·iu·d{cos(2θm+120°)}/dt
+0.5·La·d(iv)/dt
-Las·cos(2θm)·d(iv)/dt
-Las·iv·d{cos(2θm)}/dt …(6)
此处，d/dt表示时间微分，从估计速度ωm转换的电子角速度被用作出现在引用三角函数的微分计算中的dθ/dt。进一步，d(iu)/dt、d(iv)/dt、和d(iw)/dt通过一阶欧拉近似获得。而且，w相电流值iw、u相电流值iu和v相电流值iv具有后面将要提及的方程(14)所表示的关系。此处，R表示每相绕组的电阻、 la表示每相绕组的漏电感、La表示每相绕组的有效电感的平均值、Las表示每相绕组有效电感的振幅。
在感应电压估计部分17的操作中，使用下述由方程(4)、(5)和(6)简化得到的方程(7)、(8)和(9)。根据此简化，假设相电流值iu、iv和iw为正弦波，相电流iu、iv和iw从电流控制振幅ia和电流控制相βT获得，并得以简化。
eu＝vu
+R·ia·sin(θm+βT)
+1.5·(la+La)·cos(θm+βT)
-1.5·Las·cos(θm-βT) …(7)
ev＝vv
+R·ia·sin(θm+βT-120°)
+1.5·(la+La)·cos(θm+βT-120°)
-1.5·Las·cos(θm-βT-120°) …(8)
ew＝vw
+R·ia·sin(θm+βT-240°)
+1.5·(la+La)·cos(θm+βT-240°)
-1.5·Las·cos(θm -βT-240°) …(9)
下面说明转子位置/速度估计部分18的操作。转子5的角度θm和转动速度ωm的位置通过使用由感应电压估计部分17所估计的估计感应电压值es＝(eu，ev和ew)估计。特别的，由转子位置/速度估计部分18估计的角度θm通过使用感应电压误差修正以收敛真值，这样就可以获得估计速度ωm。
第一，相感应电压参考值(eum、evm和ewm)通过下述方程得到。
eum＝em·sin(θm+βT)
evm＝em·sin(θm+βT -120°)
ewm＝em·sin (θm+βT-240°) …(10)
此处，感应电压振幅值em通过对应估计感应电压eu、ev和ew的振幅值来获得。然后，计算所获得的感应电压参考值(esm)和感应电压估计值(es)的偏差ε。
如下述方程(11)所示，偏差ε通过从感应电压参考值esm减去感应电压估计值es获得。
ε＝es-esm …(11)
(此处，s表示相u、v和w)
估计角度θm在偏差为0时变为真值。因此，估计角度θm通过角度PI计算部分20以下述方式进行比例加积分计算，当偏差ε为0时，结果修正值(CRA)从角度PI计算部分20传输到PWM信号产生部分9中。而且，估计速度ωm通过计算转子位置/速度估计部分18的估计角度θm的变化值获得，估计速度ωm被传输到速度PI计算部分21中。
在速度PI计算部分21中，为施加目标速度ω*，使用目标速度ω*和估计速度ωm间的差值Δω，可以通过方程(12)获得修正值(CRS)。
KPΔω+KIΔω …(12)
(KP：比例增益，KI：积分增益)
所获得的修正值(CRS)从速度PI计算部分21传输到PWM信号产生部分9中。在PWM信号产生部分9中，待输出电压V*基于从角度PI计算部分20和速度PI计算部分21获得的修正值(CRA、CRS)而计算出。然后将施加到每相(此处s表示相u、v和w)的电压Vs*从下述方程(13)的电压值V*获得。
Vu*＝V*·sin(θm+βT)
Vv*＝V*·sin(θm+βT-120°)
Vw*＝V*·sin(θm+βT-240°) …(13)
进一步，为了使逆变器2输出将被施加到每相的所获得的电压Vs*(s：相u、v和w)，PWM信号通过占空比修正部分19修正，并作为驱动信号(DRV)通过基驱动器10输出以施加在每个开关元件12u、12v、12w、13u、13v和13w。特别的，占空比修正部分19修正通过PWM信号产生部分产生的PWM信号占空比，而在通过电流感应元件11检测逆变器母线电流时不改变PWM信号。然后，每个开关元件12u、12v、12w、13u、13v和13w由驱动信号(DRV)电学驱动以产生正弦交流电流施加在每相上，从而驱动无刷电动机。
根据本发明的实施例，估计角度θm通过感应电压估计值es和转子位置/速度估计部分18中的感应电压参考值esm间的偏差ε提供，无刷电动机3的正弦驱动这样就通过流动正弦相电流施加。
此处，出现在逆变器母线上的无刷电动机3的相电流参照图2至图6说明。图2说明了每个电角部分流经无刷电动机3中每相绕组的相电流的情况。在0至60°的电角部分中，显示了相电流从非连接末端流向U相绕组4u和W相绕组4w的中性点，且从中性点流向V相绕组4v的非连接末端。
在电角60至120°的部分中，显示了从非连接末端流向U相绕组4u的中性点的电流和从中性点流向V相绕组4v和W相绕组4w的非连接末端的电流。这样就显示了流经每相绕组的相电流状态每60°电角而变化。
比如，当PWM信号产生部分9产生的PWM信号在图2中电角为30°下如图3中所示变化(U、V、W、X、Y和Z是分别用于驱动开关元件12u、12v、12w、13u、13v和13w的信号，其通过活动Hi(active Hi)说明)，在时间(1)没有电流(0)，在时间(2)逆变器母线上出现流经W相绕组4w的电流，并且在时间(3)出现流经V相绕组4v的电流，如图4所示。
另外，当PWM信号产生部分9产生的PWM信号在图2中电角为30°下如图5中所示变化时，在时间(1)没有电流(0)，在时间(2)逆变器母线上出现流经U相绕组4u的电流，并且在时间(3)出现流经V相绕组4v的电流，如图6所示。
因此，可以看到相电流根据逆变器2中的开关元件12u、12v、12w、13u、13v和13w的条件出现在逆变器母线上。
当两相电流如上所述在相邻时间被提供时，很显然各个三相电流通过下述方程(14)的关系获得：
iu+iv+iw＝0 …(14)
但是，当PWM信号产生部分9产生的PWM信号在图2中电角为30°下如图7中所示变化时，在时间(1)没有电流(0)，并只在逆变器母线上时间(3)有流经V相绕组4v的电流。当重复这样的PWM变化信号时，各三相中没有提供电流，感应电压估计部分17不能估计感应电压，无刷电动机3不能被驱动。
为避免上述问题，在占空比修正部分19中，当有必要检测流经无刷电动机3的相绕组的相电流时，PWM信号产生部分9中产生的PWM信号受到检查。比如，在如图7中所示的信号变化时，所产生的PWM信号按照图3中所示的修正。
进一步，当逆变器母线电流如图3中所例示，在切换时产生电流振荡。而且，噪音等施加在电流检测器11中。为消除这样的影响，PWM信号产生部分9具有低通滤波器等(未示出)。
尽管速度PI计算部分21的速度比例增益(KP)可能根据电动机低速区中的速度而线性变化，当脉冲宽度很小时(在低速时)，稳定性和可靠性就会由于上述修正和低通滤波器的原因稍微变差。因此，在优选实施例中，速度PI计算部分21可以变化并参照图8所示转动速度ω以多步骤的方式设定速度比例增益KP。这样，可以根据载荷合理设定速度比例增益KP，避免不规则振荡或者产生过电流。
当速度比例增益KP增加超过图8中线(1)，控制过于敏感，并且过电流就会在逆变器2中的每个开关元件中流动。当速度比例增益KP降低到线(2)之下，可靠性由于缺少增益而降低，并可能产生不规则振荡。但是，这些问题可以以多步骤的方式详细的设置而避免。
进一步，在优选实施例中，速度PI计算部分21可以包括诸如EEPROM的存储器21a等，这样速度比例增益KP值可以以可读写的方式存储在控制器6的外部。这样，根据由于压缩机或者类似使用三相电动机的机器的容量的差异等所导致的载荷的差异数值存贮在存储器21a中以对应于每个载荷，因此电子控制单元可以在不改变微型计算机的ROM情况下得到共享。
而且，从占空比修正部分19输出的PWM信号占空比信息施加在电流感应元件11上。当电流感应元件11检测逆变器母线电流时，电流感应元件11确定无刷电动机3的三相中哪相电流出现在逆变器母线上。
这样，电流感应单元11参照占空比信息基于逆变器母线上的电流确定每个流经三相的电流。结果的三相电流值在随后的感应电压估计部分17的感应电压估计计算中使用。
如上所述，通过提供用于检测逆变器母线电流的电流感应元件11和占空比修正部分19，流经无刷电动机3中的每个相绕组的相电流可以被检测到。而且，速度比例增益KP值根据转动速度通过速度PI计算部分21以多步骤的方式设定，低速区的稳定性得以提高。
如上所述，参照本发明的电动机驱动器，就可以获得使用正弦波驱动来稳定的施加在低速至高速区的便宜系统构造中，而不需要在逆变器和电动机间的绕组上提供两个或者更多的电流感应元件。
进一步，由于速度PI控制用速度比例增益存贮在可读写存储器中，这就可以仅仅通过变化存储器中的数据对应不同载荷(三相电动机或者准备使用的产品的差异)，因此微型计算机和电子控制器就得以共享。