相位检测电路和接收机 【发明领域】
本发明涉及在无线通信中检测出频率调制或相位调制的接收信号的相位地相位检测电路和接收机，尤其涉及检测数字移动通信中使用的FSK(frequency shift keying)、PSK(phase shift keying)信号的相位的相位检测电路和接收机。
背景技术
下面说明原来的相位检测电路。图30是表示例如特开平6-77737号公报公开的原来的相位检测电路的构成的图。原来的相位检测电路从基带信号检测接收信号的相位。图30中，101是象限判定部，102是旋转投影部，103是积分器，104是1比特量化器，105是延迟器，106是加法器，107是低通滤波器。原来例子中由旋转投影部102、积分器103、1比特量化器104、延迟器105、加法器106和象限判定部101构成Δε调制器。
这里，说明原来的相位检测电路的动作。象限判定部101中，从接收的同相成分、正交成分的接收基带信号的正负判定接收信号的象限，输出对应其结果的粗相位值。接收信号的象限为第一、第二、第三、第四象限时，分别输出0，1，2，3。
旋转投影部102中，对应延迟器105输出的数据，将接收复数基带信号旋转+π/4或-π/4。另外，输出把该旋转了的信号投影到在原点处与将象限判定部101检测出的象限二等分的直线正交的直线上的带符号的值。
并且，旋转投影部102的输出由积分器103积分，再由1比特量化器104量化。1比特量化器104中，例如，积分器103的输出为正时输出1、为负时输出0。加法器106中，把该输出值与象限判定部101输出的粗相位值相加。延迟器105中，把1比特量化器104的输出仅延迟Δε调制器的一个基本时钟(1个循环)并输出到旋转投影部102。
低通滤波器107中，根据上述相加的相位数据把量化噪声平滑化。图31是表示低通滤波器107的构成的图。图31中，201是移位寄存器，202-1，202-2，....202-k是乘法器，203是加法器。低通滤波器107中，加法器106输出的相位数据依次输入移位寄存器201中。由乘法器202-1，202-2，....202-k把各寄存器内容与系数相乘，由加法器203把全部乘法结果相加。例如，设系数为1/k时，k段的移动平均呈现在加法器203的输出中。
接着，具体说明上述旋转投影部102的动作。以后的说明中，用I+jQ表示接收复数基带信号。例如，延迟器105的输出为1时，接收信号旋转-π/4，可如式(1)那样表示。
(I+jQ)(cos(π/4)-jsin(π/4))=((I+Q)+j(-I+Q))/2----(1)]]>
另一方面，延迟器105的输出为0时，接收信号旋转+π/4，可如式(2)那样表示。
(I+jQ)(cos(π/4)+jsin(π/4))=((I-Q)+j(I+Q))/2----(2)]]>
接着，旋转投影部102中，把该信号投影到在原点处与将象限判定部101检测出的象限二等分的直线正交的直线上。此时，确定正交的直线的方向，使得上述象限判定部101检测出的象限中相位增加的方向与直线的正方向一致。
例如，接收信号处于第一象限时，在确定为第二象限的方向为正时，在原点处与将第一象限二等分的直线正交的直线的单位方向向量为旋转的接收信号对该直线的投影用与直线的单位方向向量的内积表示，因此延迟器105的输出为1时可如式(3)所示表示，延迟器105的输出为0时可如式(4)所示表示。
((I+Q)/2,(-I+Q)/2)·(-1/2,1/2)=-I----(3)]]>
((I-Q)/2,(I+Q)/2)·(-1/2,1/2)=Q----(4)]]>
同样，接收信号处于第二象限时，在确定为第三象限的方向为正时，在原点处与将第二象限二等分的直线正交的直线的单位方向向量为因此，旋转的接收信号对该直线的投影在延迟器105的输出为1时可如式(5)所示表示，延迟器105的输出为0时可如式(6)所示表示。
((I+Q)/2,(-I+Q)/2)·(-1/2,-1/2)=-Q----(5)]]>
((I-Q)/2,(I+Q)/2)·(-1/2,-1/2)=-I----(6)]]>
同样接收信号处于第三象限时，在确定为第四象限的方向为正时，在原点处与将第三象限二等分的直线正交的直线的单位方向向量为因此，旋转的接收信号对该直线的投影在延迟器105的输出为1时可如式(7)所示表示，延迟器105的输出为0时可如式(8)所示表示。
((I+Q)/2,(-I+Q)/2)·(1/2,-1/2)=I----(7)]]>
((I-Q)/2,(I+Q)/2)·(1/2,-1/2)=-Q----(8)]]>
同样接收信号处于第四象限时，在确定为第一象限的方向为正时，在原点处与将第四象限二等分的直线正交的直线的单位方向向量为因此，旋转的接收信号对该直线的投影在延迟器105的输出为1时可如式(9)所示表示，延迟器105的输出为0时可如式(10)所示表示。
((I+Q)/2,(-I+Q)/2)·(1/2,1/2)=Q----(9)]]>
((I-Q)/2,(I+Q)/2)·(1/2,1/2)=I----(10)]]>
即，旋转投影部102中，在
①接收信号为第一象限、延迟器105的输出为1时选择-I
②接收信号为第一象限、延迟器105的输出为0时选择Q
③接收信号为第二象限、延迟器105的输出为1时选择-Q
④接收信号为第二象限、延迟器105的输出为0时选择-I
⑤接收信号为第三象限、延迟器105的输出为1时选择I
⑥接收信号为第三象限、延迟器105的输出为0时选择-Q
⑦接收信号为第四象限、延迟器105的输出为1时选择Q
⑧接收信号为第四象限、延迟器105的输出为0时选择I。
因此加法器106的输出为象限判定部101输出的粗相位值与1比特量化器104的输出之和，从而：
①接收信号为第一象限、积分器103的输出为正时为1
②接收信号为第一象限、积分器103的输出为负时为0
③接收信号为第二象限、积分器103的输出为正时为2
④接收信号为第二象限、积分器103的输出为负时为1
⑤接收信号为第三象限、积分器103的输出为正时为3
⑥接收信号为第三象限、积分器103的输出为负时为2
⑦接收信号为第四象限、积分器103的输出为正时为4
⑧接收信号为第四象限、积分器103的输出为负时为3。
总结以上，象限判定部101、旋转投影部102、1比特量化器104的输出可如图32所示表示。
接着，以接收复数基带信号Aejθ(＝I+iQ)为第一象限时为例说明接收基带信号的相位的检测方法。I＝Acosθ，Q＝Asinθ。
首先，旋转投影部102中，对应延迟器105的输出对积分器103输出-I或Q。对其积分的积分器103的输出表示旋转投影部102的输出的平均值。然后，1比特量化器104中，判定积分器103的输出的正负。例如，该输出为正时输出1，同时经延迟器105从旋转投影部102输出-I，为负时输出0，同时经延迟器105从旋转投影部102输出Q。这里，通过反馈环路的动作，控制成积分器103的输出，即旋转投影部102的输出的平均值接近零。
因此，使Δε调制器(相当于象限判定部101、旋转投影部102、积分器103、1比特量化器104、延迟器105和加法器106)动作N个循环(N是自然数)，其中，1比特量化器104输出为正的次数是p次、负的次数为q次的情况下，反馈控制的结果是如果N充分大，-pI+qQ0和p+q＝N成立。此时，加法器106p次输出1、q次输出0，因此低通滤波器107对其进行单纯平均时，其输出为式(11)。
(1·p+0·q)/N＝Q/(I+Q)＝tanθ/(1+tanθ)
(11)
因此，低通滤波器107的输出为
①θ＝0时：tanθ/(1+tanθ)＝0
②θ＝π/6时：tanθ/(1+tanθ)＝0.366 1/3
③θ＝π/4时：tanθ/(1+tanθ)＝1/2
④θ＝π/3时：tanθ/(1+tanθ)＝0.634 2/3
⑤θ＝π/2时：tanθ/(1+tanθ)＝1，低通滤波器107的输出的π/2倍为相位的近似值。
图33是表示通过计算机模拟求出的原来的相位检测电路的各部分的输出信号波形的图。图34中，横轴表示时间，横轴的数字的单位是循环。(a)是接收基带信号的相位，(b)是接收基带信号的同相成分和正交成分，(c)是旋转投影部102的输出，(d)是积分器103的输出，(e)是1比特量化器104的输出，(f)是象限判定部101的输出，(g)是加法器106的输出，(h)是低通滤波器107的输出。如图34所示，低通滤波器107的输出(h)是将接收基带信号的相位(a)量化的结果。
这里，表示出接收复数基带信号直接输入相位检测电路的结构，但不限于此，将接收基带信号旋转某一定角度，由相位检测电路检测出旋转后的信号的相位后，从该相位减去旋转的角度求出原来的接收基带信号的相位也可以。例如，复数基带信号I+jQ旋转45度并取倍的信号可如下式(12)表示。
2ejπ/4(I+jQ)=(I-Q)+j(I+Q)----(12)]]>
因此，从接收基带信号I，Q作成I-Q，I+Q，输入相位检测电路，从检测出的相位渐趋与45度相当的量化值，求出接收基带信号的相位。
图35是表示备有与上述不同的原来的相位检测电路的PSK接收极的结构的图。图35中，301，302是混频器，303是本机振荡器，304是正交分波器，305，306是低通滤波器，307，308是放大器，309，310是A/D转换器(A/D)，311是原来的相位检测电路，312是解调器。该相位检测电路311由读出专用存储器(ROM)构成。
这里，说明上述PSK接收机的动作。本机振荡器303中，发出与接收信号的中心频率相等频率的本机信号。在正交分波器304中，把该本机信号分波生成正交的本机信号。在混频器301，302中，输入端子接收的接收信号和正交本机信号混合，生成同相成分和正交成分的基带信号。
之后，低通滤波器305，306中，从基带信号去除不要的波成分，在放大器307，308中，放大不要成分去除后的信号。然后，在A/D转换器309，310中，把基带信号的同相成分I和正交成分Q量化。
相位检测电路311中，从基带信号检测出接收信号的相位。具体说，相位检测电路311的ROM中，预先写入与量化基带信号I，Q对应的相位Q＝arctan(Q/I)的值，将量化基带信号I，Q作为地址，读出相位θ。最后，在解调器312中，根据该相位θ解调接收数据。
但是，使用上述ROM构成的相位检测器的接收机中，接收信号的动态范围大，因此需要高分解力的A/D转换器309，310，随之，相位检测电路311的ROM的容量变得非常大。因此，实际的接收机在A/D转换器的前级设置AGC，进行抑制A/D转换器309，310的输入信号的动态范围的处理。图36是表示可抑制动态范围的原来的接收机的结构的图。
这样，原来的接收机中，设置电平检测器313、和作为可变增益放大器动作的放大器307，308，对应电平检测器313检测出的基带信号的电平，增减可变增益放大器307，308的增益。
但是图30所示的原来的相位检测电路中，例如接收信号从第一象限变化到第三象限时，原来的相位检测电路的加法器106的输出从3或4变化到0或1。因此，低通滤波器107的输出为中间的2左右的值，与作为正相位的0或4前后的值偏差大。这样，原来的相位检测电路中，由于忽视相位的巡回性单纯进行加法运算，接收信号的相位跨过0或2π变化时，存在从低通滤波器107输出的相位有时不是正的问题(例如图34(h)的A部)。
例如，接收基带信号I+jQ从第一象限移动到第二象限时，旋转投影部102中，输出接收信号为第一象限时的-I(负值)或Q(正值)，但接收信号进入第二象限时，输出-Q(负值)或-I(正值)。此时，与第一象限和第二象限的边界附近I的绝对值接近零相反，Q的绝对值不减小。因此，旋转投影部102的输出由延迟器105输出的数据变动，输出0时变化为在第一象限为Q、而在第二象限为-I，输出1时变化为在第一象限为-I、而在第二象限为-Q(例如图34(c)的B部)。这样，原来的相位检测电路中，接收信号的象限变化时，出现旋转投影部102的输出不连续地急剧变化，相位的检测值中暂时产生误差的问题(例如图34(h)的C部)。
使用原来的相位检测电路的模拟FM接收机中，由于上述2个问题，相位检测值不正确，因此出现解调信号的失真率特性恶化的问题，使用原来的相位检测电路的FSK接收机和PSK接收机中，由于同样理由，出现接收比特出错率特性恶化的问题。
使用ROM构成的原来的相位检测电器的接收机中，由于设置AGC，尤其对于电波环境的变化显著的移动通信环境，AGC不跟随接收电平的急剧变动，结果，出现模拟FM接收机中失真率特性恶化，FSK接收机和PSK接收机中接收比特出错率特性恶化的问题。
【发明内容】
因此，本发明目的是得到可实现正确的相位检测的相位检测电路。提供不需要高分解力的A/D转换器、AGC放大，并且可实现失真率特性和接收比特出错率特性改善的接收机。
本发明的相位检测电路，其特征在于包括：第一量化部件(相当于后述的实施例的相位量化部401)，将接收基带信号的相位量化；变换选择部件(相当于变换选择部402)，根据规定规则线性变换上述接收信号，选择输出该线性变换后的信号；积分部件(相当于积分器403)，积分上述变换选择部件的输出；第二量化部件(相当于1比特量化器104)，判定上述积分结果的符号并进行量化；延迟部件(相当于延迟器105)，将上述第二量化部件的输出延迟规定的第一时间，对上述变换选择部件输出该延迟后的信号；加法部件(相当于加法器1)，以相位2π的量化值为模将上述第一量化部件的输出与上述第二量化部件的输出相加；低通滤波器部件(相当于低通滤波器2)，顺序在内部移位寄存器闩锁上述相加后的相位值，在该移位寄存器内的全部数据中有跨过相位2π的量化值的相位值时，按规定规则变换全部数据，在没有跨过相位2π的量化值的相位值时，不进行变换处理，在该状态下通过进行相位值平均运算输出把量化噪声平滑化的相位值。
下一本发明的相位检测电路，其特征在于包括：第一量化部件，将接收基带信号的相位量化；变换选择部件(相当于变换选择部403)，根据规定规则线性变换上述接收信号，选择输出该线性变换后的信号；积分部件，积分上述变换选择部件的输出；第二量化部件(相当于1比特量化器5)，根据上述第一量化部件的输出判定上述积分结果的符号并进行量化；延迟部件，将上述第二量化部件的输出延迟规定的时间，对上述变换选择部件输出该延迟后的信号；加法部件，以相位2π的量化值为模将上述第一量化部件的输出与上述第二量化部件的输出相加；低通滤波器部件，顺序在内部移位寄存器闩锁上述相加后的相位值，在该移位寄存器内的全部数据中有跨过相位2π的量化值的相位值时，按规定规则变换全部数据，在没有跨过相位2π的量化值的相位值时，不进行变换处理，在该状态下通过进行相位值平均运算输出把量化噪声平滑化的相位值。
下一发明的相位检测电路，其特征在于上述第一量化部件、上述变换选择部件、上述积分部件、上述第二量化部件、上述延迟部件和上述加法部件构成Δε调制器。
下一发明的相位检测电路，其特征在于备有带多段的积分器的Δε调制器。
下一发明的相位检测电路，其特征在于在上述Δε调制器的前段还备有在规定的第二时间期间将上述接收基带信号保持一定的采样维持电路部件(相当于采样维持电路3)。
下一发明的相位检测电路，其特征在于包括：从接收基带信号判定接收信号的象限的象限判定部件(相当于象限判定部101)；根据规定的规则旋转接收信号后把该旋转后的信号投影到特定的直线的旋转投影部件(相当于旋转投影部102)；积分上述旋转投影部件的输出的积分部件；判定上述积分结果的符号并进行量化的量化部件；将上述量化后的信号仅延迟规定的第一时间，把该延迟后的信号输出到上述旋转投影部件的延迟部件；以相位2π为模将上述象限判定部件的输出与上述量化后的信号相加的加法部件；顺序在内部移位寄存器闩锁上述相加后的相位值，在该移位寄存器内的全部数据中有跨过2π的相位值时，将该相位值变换为预先规定的特定值，在没有跨过2π的相位值时，不进行变换处理，在该状态下通过进行相位值平均运算输出把量化噪声平滑化的相位值的低通滤波器部件。
下一发明的相位检测电路，其特征在于上述象限判定部件、上述旋转投影部件、上述积分部件、上述量化部件、上述延迟部件和上述加法部件构成Δε调制器。
下一发明的相位检测电路，其特征在于包括：从接收基带信号判定接收信号的象限的象限判定部件；根据规定的规则旋转接收信号后把该旋转后的信号投影到特定的直线的旋转投影部件(相当于旋转投影部4)；积分上述旋转投影部件的输出的积分部件；根据上述判定的接收信号的象限判定上述积分结果的符号并进行量化的量化部件(相当于1比特量化器5)；将上述量化后的信号仅延迟规定的时间，把该延迟后的信号输出到上述旋转投影部件的延迟部件；以相位2π为模将上述象限判定部件的输出与上述量化后的信号相加的加法部件；顺序在内部移位寄存器闩锁上述相加后的相位值，在该移位寄存器内的全部数据中有跨过2π的相位值时，将该相位值变换为预先规定的特定值，在没有跨过2π的相位值时，不进行变换处理，在该状态下通过进行相位值平均运算输出把量化噪声平滑化的相位值的低通滤波器部件，上述象限判定部件、上述旋转投影部件、上述积分部件、上述量化部件、上述延迟部件和上述加法部件构成Δε调制器。
下一发明的相位检测电路，其特征在于备有带多段的积分器的Δε调制器。
下一发明的相位检测电路，其特征在于在上述Δε调制器的前段还备有在规定的第二时间期间将上述接收基带信号保持一定的采样维持电路部件。
下一发明的接收机，其特征在于包括：第一量化部件，将接收基带信号的相位量化；变换选择部件，根据规定规则线性变换上述接收信号，选择输出该线性变换后的信号；积分部件，积分上述变换选择部件的输出；第二量化部件，判定上述积分结果的符号并进行量化；延迟部件，将上述第二量化部件的输出延迟规定的第一时间，对上述变换选择部件输出该延迟后的信号；加法部件，以相位2π的量化值为模将上述第一量化部件的输出与上述第二量化部件的输出相加；低通滤波器部件，顺序在内部移位寄存器闩锁上述相加后的相位值，在该移位寄存器内的全部数据中有跨过相位2π的量化值的相位值时，按规定规则变换全部数据，在没有跨过相位2π的量化值的相位值时，不进行变换处理，在该状态下通过进行相位值平均运算输出把量化噪声平滑化的相位值；解调器(相当于解调器312)，根据上述相位值解调接收数据，上述第一量化部件、上述变换选择部件、上述积分部件、上述第二量化部件、上述延迟部件和上述加法部件构成Δε调制器。
下一发明的接收机，其特征在于包括：第一量化部件，将接收基带信号的相位量化；变换选择部件，根据规定规则线性变换上述接收信号，选择输出该线性变换后的信号；积分部件，积分上述变换选择部件的输出；第二量化部件，根据上述第一量化部件的输出判定上述积分结果的符号并进行量化；延迟部件，将上述第二量化部件的输出延迟规定的时间，对上述变换选择部件输出该延迟后的信号；加法部件，以相位2π的量化值为模将上述第一量化部件的输出与上述第二量化部件的输出相加；低通滤波器部件，顺序在内部移位寄存器闩锁上述相加后的相位值，在该移位寄存器内的全部数据中有跨过相位2π的量化值的相位值时，按规定规则变换全部数据，在没有跨过相位2π的量化值的相位值时，不进行变换处理，在该状态下通过进行相位值平均运算输出把量化噪声平滑化的相位值；解调器，根据上述相位值解调接收数据，上述第一量化部件、上述变换选择部件、上述积分部件、上述第二量化部件、上述延迟部件和上述加法部件构成Δε调制器。
下一发明的接收机，其特征在于使上述第一量化部件和上述变换选择部件的输入差动。
下一发明的接收机，其特征在于包括：从接收基带信号判定接收信号的象限的象限判定部件；根据规定的规则旋转接收信号后把该旋转后的信号投影到特定的直线的旋转投影部件；积分上述旋转投影部件的输出的积分部件；判定上述积分结果的符号并进行量化的量化部件；将上述量化后的信号延迟规定的第一时间，把该延迟后的信号输出到上述旋转投影部件的延迟部件；以相位2π为模将上述象限判定部件的输出与上述量化后的信号相加的加法部件；顺序在内部移位寄存器闩锁上述相加后的相位值，在该移位寄存器内的全部数据中有跨过2π的相位值时，将该相位值变换为预先规定的特定值，在没有跨过2π的相位值时，不进行变换处理，在该状态下通过进行相位值平均运算输出把量化噪声平滑化的相位值的低通滤波器部件；根据上述相位值解调接收数据的解调器，上述象限判定部件、上述旋转投影部件、上述积分部件、上述量化部件、上述延迟部件和上述加法部件构成Δε调制器。
下一发明的接收机，其特征在于包括：判定接收基带信号的象限的象限判定部件；根据规定的规则旋转接收信号后把该旋转后的信号投影到特定的直线的旋转投影部件；积分上述旋转投影部件的输出的积分部件；根据上述判定的接收信号的象限判定上述积分结果的符号并进行量化的量化部件；将上述量化后的信号延迟规定的时间，把该延迟后的信号输出到上述旋转投影部件的延迟部件；以相位2π为模将上述象限判定部件的输出与上述量化后的信号相加的加法部件；顺序在内部移位寄存器闩锁上述相加后的相位值，在该移位寄存器内的全部数据中有跨过2π的相位值时，将该相位值变换为预先规定的特定值，在没有跨过2π的相位值时，不进行变换处理，在该状态下通过进行相位值平均运算输出把量化噪声平滑化的相位值的低通滤波器部件；根据上述相位值解调接收数据的解调器，上述象限判定部件、上述旋转投影部件、上述积分部件、上述量化部件、上述延迟部件和上述加法部件构成Δε调制器。
下一发明的接收机，其特征在于使上述象限判定部件和上述旋转投影部件的输入差动。
下一发明的接收机，其特征在于备有M次构成的Δε调制器。
下一发明的接收机，其特征在于上述解调器包括：时序再现部件(相当于时序再现部13)，接收振荡器生成的符号时钟的L倍的时钟和上述相位值，通过符号时钟的1/L的分解力从该相位值探测数据判定时序，还生成使上述低通滤波器部件动作的相位检测要求时序；数据判定部件(相当于数据判定部14)，根据上述相位值和上述数据判定时序判定接收数据，上述低通滤波器部件按相位检测要求时序动作。
下一发明的接收机，其特征在于在上述Δε调制器的前段还备有在规定的第二时间期间将上述放大后的接收基带信号保持一定的采样维持电路部件。
【附图说明】
图1是表示本发明的相位检测电路的实施例1的构成的图；
图2是表示低通滤波器的构成的图；
图3是表示本发明的相位检测电路的实施例2的构成的图；
图4是表示量化分解力为N时的一般相位检测电路的构成的图；
图5是具体说明变换选择部的动作的图；
图6是表示本发明的相位检测电路的实施例3的构成的图；
图7是表示本发明的相位检测电路的实施例3的构成的图；
图8是表示本发明的相位检测电路的实施例4的构成的图；
图9是表示象限判定部和旋转投影部以及1比特量化器的输出(输出模式B)的图；
图10是表示象限判定部和旋转投影部以及1比特量化器的输出的图；
图11是表示象限判定部和旋转投影部以及1比特量化器的输出的图；
图12是表示通过计算机模拟求出的实施例4的相位检测电路的各部分的输出信号波形的图；
图13是表示本发明的相位检测电路的实施例5的构成的图；
图14是说明实施例5的动作的具体例子的图；
图15是表示接收信号所述区域的判定结果的图；
图16是表示相位量化部和1比特量化器以及变换选择部的输出的图；
图17是表示相位量化部和1比特量化器以及变换选择部的输出的图；
图18是表示相位量化部和1比特量化器以及变换选择部的输出(输出模式A)的图；
图19是表示相位量化部和1比特量化器以及变换选择部的输出(输出模式B)的图；
图20是表示本发明的相位检测电路的实施例6的构成的图；
图21是表示本发明的相位检测电路的实施例7的构成的图；
图22是表示本发明的相位检测电路的实施例7的构成的图；
图23是表示备有本发明的相位检测电路的实施例8的接收机的构成的图；
图24是表示图23的接收机的相位量化部(象限判定部)的构成的图；
图25是表示图23的接收机的变换选择部(旋转投影部)的构成的图；
图26是表示备有本发明的相位检测电路的实施例9的接收机的构成的图；
图27是表示实施例9的接收机的相位量化部(象限判定部)的构成的图；
图28是表示实施例9的接收机的变换选择部(旋转投影部)的构成的图；
图29是表示接收机内的解调器的构成(实施例10)的图；
图30是表示原来的相位检测电路的构成的图；
图31是表示原来的低通滤波器的构成的图；
图32是表示相位判定部和旋转投影部以及1比特量化器的输出(输出模式A)的图；
图33是表示原来的相位检测电路的输入信号的相位和检测出的相位的关系的图；
图34是表示通过计算机模拟求出的原来的相位检测电路的各部分的输出信号波形的图；
图35是表示备有原来的相位检测电路的PSK接收机的构成的图；
图36是表示可抑制动态范围的原来的接收机的构成的图。
【具体实施方式】
下面根据附图详细说明本发明的相位检测电路和接收机的实施例。并不由该实施例限定本发明。
实施例1
图1是表示本发明的相位检测电路的实施例1的构成的图。图1中，101是象限判定部，102是旋转投影部，103是积分器，104是1比特量化器，105是延迟器，1是加法器2是低通滤波器。本实施例中由象限判定部101、旋转投影部102、积分器103、1比特量化器104、延迟器105、加法器1构成Δε调制器。
这里，说明实施例1的相位检测电路的动作。附加与原来相同的符号的各构成分别同样动作。象限判定部101中，从接收的同相成分、正交成分的接收基带信号的正负判定接收信号的象限，输出对应其结果的粗相位值。接收信号的象限为第一、第二、第三、第四象限时，分别输出0，1，2，3。
旋转投影部102中，对应延迟器105输出的数据，将接收复数基带信号旋转+π/4或-π/4。另外，输出把该旋转了的信号投影到在原点处与将象限判定部101检测出的象限二等分的直线正交的直线上的带符号的值。并且，旋转投影部102的输出由积分器103积分，再由1比特量化器104量化。1比特量化器104中，例如，积分器103的输出为正时输出1、为负时输出0。延迟器105中，把1比特量化器104的输出仅延迟Δε调制器的一个基本时钟(1个循环)并输出到旋转投影部102。
加法器1中，以相位2π的相当值为模，把象限判定部101输出的粗相位值与1比特量化器104的输出相加。例如，如上所述，粗相位值用0，1，2，3表示，1比特量化器104的输出为0，1时，以4为模相加。这种加法器通过舍弃3比特加法器的最上位比特能够容易地实现。
低通滤波器2中，根据上述相加的相位数据把量化噪声平滑化。图2是表示低通滤波器2的构成的图。图2中，201是移位寄存器，202-1，202-2，....202-k是乘法器，206是以相位2π的相当值为模相加的加法器，204是比较判定部，205-1，205-2，....205-k是数据变换部。
低通滤波器2中，加法器1输出的相位数据依次输入移位寄存器201中。此时，比较判定部204判定为寄存器的内容中0和3混合存在时，由数据变换部205-1～205-k将寄存器的输出数据变换为0→4、1→5、2→2、3→3。另一方面，比较判定部204判定为寄存器的内容中0和3未混合存在时，数据变换部205-1～205-k不变换寄存器的输出数据，进行输出。由乘法器202-1～202-k把数据变换部的输出与系数ci(i＝1～k)相乘，由加法器206以相位2π为模，把全部乘法结果相加。以相位2π为模的相加在进行通常的相加后，输出以4为模的余数。
这样本实施例中，构成为：加法器1以相位2π为模进行相加，低通滤波器2在成为运算对象的移位寄存器201的输出中出现跨过2π的相位数据时把相位数据的范围从0～2π(在寄存器的输出中相当于0～3)变换为π～3π(在数据变换部的输出中相当于2～5)，进行运算，之后，把相位数据的范围返回0～2π(相当于0～3)。由此，由于得到正的平均运算结果，可实现正确的相位检测。
实施例2
上述实施例1中说明了象限判定部101用2比特量化接收信号的相位的情况，但实施例2中，说明量化分解力为N(自然数)的情况。
图3是表示本发明的相位检测电路的实施例2的构成的图。图3中，401是相位量化部，402是变换选择部。与上述实施例1相同的构成附加相同符号，省略其说明。本实施例中由相位量化部401、变换选择部402、积分器103、1比特量化器104、延迟器105、加法器1构成Δε调制器。
这里，说明实施例2的相位检测电路的动作之前，说明量化分解力为N时的一般相位检测电路的动作。图4是表示量化分解力为N时的一般相位检测电路的构成的图。
首先，将信号平面分为以原点为中心的中心角2π/N的扇形区域(N个)。第i区域(i是自然数)中包括相位大于2(i-1)π/N并且小于2iπ/N的点。相位量化部401中，判定接收复数基带信号所属的区域，输出对应其结果的相位量化值。接收信号属于第i区域时，输出i-1。
变换选择部402中，对应延迟部105输出的数据，将接收复数基带信号旋转+π/N或-π/4N。另外，输出把该旋转了的信号投影到在原点处与将包含相位量化部401检测出的接收信号的区域二等分的直线正交的直线上的带符号的值。并且，变换选择部402的输出由积分器103积分，再由1比特量化器104量化。1比特量化器104中，例如，积分器103的输出为正时输出1、为负时输出0。加法器106中，把该输出值与相位量化部401输出的相位量化值相加。延迟器105中，把1比特量化器104的输出仅延迟Δε调制器的一个基本时钟(1个循环)并输出到变换选择部402。
接着，具体说明上述变换选择部402的动作。以后的说明中，设接收复数基带信号Aejθ(＝I+iQ)属于第一区域。如图5所示，接收复数基带信号的相位为θ＝2(i-1)π/N+Φ。其中，Φ是大于0小于2π/N的值。例如延迟器105的输出为1时，接收信号旋转-π/N，可如式(13)那样表示。
Aexpjθ·exp(-jπN)=Acos(j(2i-3)πN+φ)+jAsin((2i-3)πN+φ)----(13)]]>
另一方面，延迟器105的输出为0时，接收信号旋转+π/N，可如式(14)那样表示。
Aexpjθ·exp(jπN)=Acos((2i-1)πN+φ)+jAsin((2i-1)πN+φ)----(14)]]>
接着，变换选择部402中，把该信号投影到在原点处与将相位量化部401检测出的区域二等分的直线正交的直线上。此时，确定正交的直线的方向，使得上述相位量化部401检测出的区域中相位增加的方向与直线的正方向一致。由此，在原点处与将第i区域二等分的直线正交的直线的单位方向向量为(-sin(2i-1)π/N，cos(2i-1)π/N)。旋转的接收信号对该直线的投影用与直线的单位方向向量的内积表示，因此延迟器105的输出为1时可如式(15)所示表示，延迟器105的输出为0时可如式(16)所示表示。
(Acos((2i-3)πN+φ),Asin((2i-3)πN+φ))·(-sin(2i-1)πN,cos(2i-1)πN)]]>
=-Asin(2πN-φ)]]>
(Acos((2i-1)πN+φ),Asin((2i-1)πN+φ))·(-sin(2i-1)πN,cos(2i-1)πN)]]>
=Asinφ---(16)]]>
即，变换选择部4 02的输出可如式(17)或(18)那样表示，都为接收复数基带信号的线性变换。
-Asin(2πN-φ)=-Isin2iπN+Qcos2iπN----(17)]]>
Asinφ=-Isin2(i-1)πN+Qcos2(i-1)πN-----(18)]]>
以上结果，首先，在变换选择部402中，对应延迟器105的输出对积分器103输出-Asin(2π/N-Φ)或AsinΦ。对其进行积分的积分器103的输出表示变换选择部402的输出的平均值。然后，1比特量化器104中，判定积分器103的输出的正负。并且，该输出为正时输出1，同时经延迟器105从变换选择部402输出-Asin(2π/N-Φ)，为负时输出0，同时经延迟器105从变换选择部402输出AsinΦ。这里，通过反馈环路的动作，控制成积分器103的输出，即变换选择部402的输出的平均值接近零。
因此，使Δε调制器(相当于相位量化部401、变换选择部402、积分器103、1比特量化器104、延迟器105和加法器106)动作M个循环(MN是自然数)，其中，1比特量化器104输出为正的次数是p次、负的次数为q次的情况下，反馈控制的结果是如果M充分大，-psin(2π/N-Φ)+qsinΦ0和p+q＝M成立。
另一方面，接收信号属于第i区域，因此相位量化部401的输出为i-1，1比特量化器104输出p次1、q次0，因此加法器106输出p次i、q次i-1。从而，低通滤波器107对其进行单纯平均时，其输出为式(19)。
i·p+(i-1)qM=i-sin(2π/N-φ)sinφ+sin(2π/N-φ)----(19)]]>
因此，低通滤波器107的输出为
①Φ＝0时，即θ＝2(i-1)π/N：式(17)的右边＝i-1
②Φ＝π/N时，即θ＝(2i-1)π/N：式(17)的右边＝i-1/2
③Φ＝2π/N时，即θ＝2iπ/N：式(17)的右边＝i，低通滤波器107的输出的2π/N倍为相位的近似值。
接着说明本实施例的相位检测电路的动作。这里，仅说明与上述一般相位检测电路不同的动作。加法器1中，以相位2π的量化值为模把相位量化部401输出的相位量化值与1比特量化器104的输出进行相加。
低通滤波器2中，按与上述实施例1同样的过程根据上述相加的相位数据平滑化量化噪声。
这样，本实施例中，得到与上述实施例1相同的效果，同时还可对应量化分解力为N(自然数)的情况。
实施例3
图6和图7是表示本发明的相位检测电路的实施例3的构成的图。图6和图7中，3是采样维持电路。与上述实施例1和2相同的构成附加相同符号，省略其说明。图6的结构是向上述实施例1的结构(图1)中适用采样维持电路3，图7的结构是向上述实施例2的结构(图3)中适用采样维持电路3，但不限于此，例如，可对图30和图4的构成适用采样维持电路3。
采样维持电路3中，通过相位检测电路内的Δε调制器(图6中与象限判定部101、旋转投影部102、积分器103、1比特量化器104、延迟器105、加法器1相当，图7中与相位量化部401、变换选择部402、积分器103、1比特量化器104、延迟器105、加法器1相当)的Δε调制，在求出充分精度的相位的量化值之前的N个循环期间，将接收基带信号保持一定。
这样。本实施例中，Δε调制器的动作中，由于旋转投影部102和变换选择部402的输出一定，可得到更正确的相位检测值。
实施例4
上述实施例3中，由于在通过Δε调制求出充分精度的相位的量化值之前的N个循环期间，将接收基带信号保持一定，仍残留如下问题。
例如，数字调制方式的FSK、PSK中，发送信号取在每个符号时钟中决定恒定频率或相位的值。实际上，为抑制发送信号的频谱的加宽而进行频带限制，因此发送信号按每个符号时钟的特定时序取一定频率或相位，其他部分中频率或相位平滑变化。因此，接收机中，不能按任意时序判定频率或相位，需要观察发送信号取一定频率或相位的值的时序，与其同步进行数据判定。因此，接收机中，通常按符号时钟的1/8或1/16的间隔检测接收信号的频率或相位，从其中探求适当的数据判定时序。
因此，例如按符号时钟的1/8周期检测相位时，在实施例3的相位检测电路中，有采样维持电路3保持每次检测中接收的基带信号，将Δε调制器动作N个循环，从而，需要符号时钟的8倍时钟，耗电增大。
实施例4中，消除了上述问题。图8是表示本发明的相位检测电路的实施例4的构成的图。图8中，4是和上述的旋转投影部102动作不同的旋转投影部，5是与上述1比特量化器104动作不同的1比特量化器。与上面说明的实施例1～3相同的构成附加相同符号，省略其说明。本实施例中，象限判定部101、旋转投影部4、积分器103、1比特量化器5、延迟器105、加法器1构成Δε调制器。为方便说明，图8的结构作为上述实施例1的构成(图1)的应用例记载，但不限于此，例如，可记载为原来的结构(图30)的应用例。
这里，说明实施例3的相位检测电路的动作。加上了与先前说明的实施例1相同的符号的各构成分别进行同样动作。
旋转投影部4和1比特量化器5对应象限判定部101的输出动作，例如1比特量化器5中，对应象限判定部101的输出判定积分器103的输出的符号，
①接收信号为第一象限、积分器103的输出为正时输出1
②接收信号为第一象限、积分器103的输出为负时输出0
③接收信号为第二象限、积分器103的输出为正时输出0
④接收信号为第二象限、积分器103的输出为负时输出1
⑤接收信号为第三象限、积分器103的输出为正时输出1
⑥接收信号为第三象限、积分器103的输出为负时输出0
⑦接收信号为第四象限、积分器103的输出为正时输出0
⑧接收信号为第四象限、积分器103的输出为负时输出1。
并且旋转投影部4中，
①接收信号为第一象限、延迟器105的输出为1时选择输出-I
②接收信号为第一象限、延迟器105的输出为0时选择输出Q
③接收信号为第二象限、延迟器105的输出为1时选择输出Q
④接收信号为第二象限、延迟器105的输出为0时选择输出I
⑤接收信号为第三象限、延迟器105的输出为1时选择输出I
⑥接收信号为第三象限、延迟器105的输出为0时选择输出-Q
⑦接收信号为第四象限、延迟器105的输出为1时选择输出-Q
⑧接收信号为第四象限、延迟器105的输出为0时选择输出-I。
1比特量化器5中，对应象限判定部101的输出判定积分器103的输出的符号，
①接收信号为第一象限、积分器103的输出为正时输出0
②接收信号为第一象限、积分器103的输出为负时输出1
③接收信号为第二象限、积分器103的输出为正时输出1
④接收信号为第二象限、积分器103的输出为负时输出0
⑤接收信号为第三象限、积分器103的输出为正时输出0
⑥接收信号为第三象限、积分器103的输出为负时输出1
⑦接收信号为第四象限、积分器103的输出为正时输出1
⑧接收信号为第四象限、积分器103的输出为负时输出0。
并且旋转投影部4中，
①接收信号为第一象限、延迟器105的输出为1时选择输出I
②接收信号为第一象限、延迟器105的输出为0时选择输出-Q
③接收信号为第二象限、延迟器105的输出为1时选择输出-Q
④接收信号为第二象限、延迟器105的输出为0时选择输出-I
⑤接收信号为第三象限、延迟器105的输出为1时选择输出-I
⑥接收信号为第三象限、延迟器105的输出为0时选择输出Q
⑦接收信号为第四象限、延迟器105的输出为1时选择输出Q
⑧接收信号为第四象限、延迟器105的输出为0时选择输出I。
这里，说明通过上述动作可检测相位的理由。首先，前面说明的实施例1的相位检测电路中，1比特量化器在积分器103的输出为正时输出1、为符时输出0，旋转投影部102在
①接收信号为第一象限、延迟器105的输出为1时选择输出-I
②接收信号为第一象限、延迟器105的输出为0时选择输出Q
③接收信号为第二象限、延迟器105的输出为1时选择输出-Q
④接收信号为第二象限、延迟器105的输出为0时选择输出-I
⑤接收信号为第三象限、延迟器105的输出为1时选择输出I
⑥接收信号为第三象限、延迟器105的输出为0时选择输出-Q
⑦接收信号为第四象限、延迟器105的输出为1时选择输出Q
⑧接收信号为第四象限、延迟器105的输出为0时选择输出I。
总结以上，象限判定部101、旋转投影部4、1比特量化器5的输出可如图32所示表示。为简单起见，叫作输出模式A。
另一方面，旋转投影部4输出的信号的正负符号逆转时，积分器103输出的符号也反转。因此，反转输出信号的符号的同时，把1比特量化器5的判定逆转，积分器103的输出为正时输出0、为负时输出1。通过进行这种符号反转，最终1比特量化器5的输出没有变化。
即，1比特量化器5中，积分器103的输出为正时输出0、为负时输出1，旋转投影部4中，
①接收信号为第一象限、延迟器105的输出为1时选择输出I
②接收信号为第一象限、延迟器105的输出为0时选择输出-Q
③接收信号为第二象限、延迟器105的输出为1时选择输出Q
④接收信号为第二象限、延迟器105的输出为0时选择输出I
⑤接收信号为第三象限、延迟器105的输出为1时选择输出-I
⑥接收信号为第三象限、延迟器105的输出为0时选择输出Q
⑦接收信号为第四象限、延迟器105的输出为1时选择输出-Q
⑧接收信号为第四象限、延迟器105的输出为0时选择输出-I。
总结以上，象限判定部101、旋转投影部4、1比特量化器5的输出可如图9所示表示。为简单起见，叫作输出模式B。
并且，本实施例的相位检测电路中，按每个象限组合输出上述输出模式A和B。即，接收信号为第一象限时为输出模式A、接收信号为第二象限时为输出模式B、接收信号为第三象限时为输出模式A、接收信号为第四象限时为输出模式B(图10)，或者接收信号为第一象限时为输出模式B、接收信号为第二象限时为输出模式A、接收信号为第三象限时为输出模式B、接收信号为第四象限时为输出模式A(图11)。
由此，例如图10的情况下，接收基带信号I＝jQ从第一象限移动到第二象限时，旋转投影部4中，接收信号在第一象限中输出-I(负值)或Q(正值)，进入第二象限时输出I(负值)或Q(正值)。此时，第一象限和第二象限的边界附近，I的绝对值接近零，因此旋转投影部4的输出变化减小。
这样，本实施例中，即便接收信号的象限变化了，象限边界附近I的绝对值接近零，因此旋转投影部4的输出变化减小，Δε调制器得到的相位的检测值变得正确。本实施例中，与上述实施例3同样，可以是使用采样维持电路3的结构。
图12是表示通过计算机模拟求出的实施例4的相位检测电路的各部分的输出信号波形的图。图12中，横轴表示时间，横轴的数字的单位是循环。(a)是接收基带信号的相位，(b)是接收基带信号的同相成分和正交成分，(c)是旋转投影部4的输出，(d)是积分器103的输出，(e)是1比特量化器5的输出，(f)是象限判定部101的输出，(g)是加法器1的输出，(h)是低通滤波器2的输出。如图124所示，本实施例中，即便接收信号的象限变化了的情况下，与原来相比，相位的检测值的误差减小。
实施例5
上述的实施例4中，说明了象限判定部101用2比特量化接收信号的相位的情况，但实施例5中，作为量化分解力为为N(自然数)的情况下的具体例子，说明例如用3比特量化接收信号的相位的情况。
图13是表示本发明的相位检测电路的实施例5的构成的图。图13中，403是变换选择部。与上面说明的实施例4相同的构成附加相同符号，省略其说明。图14是表示说明实施例5的动作的具体例子的图。
首先如图14所示，将信号平面分为以原点为中心的中心角π/4的8个扇形区域。第i区域(i是自然数)中包括相位大于(i-1)π/4并且小于iπ/4的点。相位量化部401中，判定接收复数基带信号所属的区域，输出对应其结果的相位量化值。例如，接收信号属于第i区域时，输出i-1。相位量化部401中，如图15所示，从接收的同相成分和正交成分的接收基带信号的正负和绝对值的大小判定接收信号所属区域，输出对应其结果的相位量化值。
变换选择部403和1比特量化器5中，对应相位量化部401的输出动作。1比特量化器5中，对应相位量化部401的输出判定积分器103的输出的符号。图16和图17是表示相位量化部401和1比特量化器5以及变换选择部403的输出的图。
这里，通过上述动作可检测出相位的理由如下说明。首先，根据前面说明的实施例2的相位检测电路，1比特量化器5和变换选择部403的输出可如图18所示表示。为简便起见，称为输出模式A。
另一方面，变换选择部403在输出的信号的正负符号逆转倒时，积分器103的输出的符号也逆转。因此，反转输出信号的符号的同时，逆转1比特量化器5的判定，积分器103的输出为正时输出0、为负时输出1。即便进行这种符号反转，最终也不改变1比特量化器5的输出。即，1比特量化器和变换选择部403的输出可如图19所示表示。称为输出模式B。
并且，本实施例的相位检测电路中，按每个区域组合并输出上述输出模式A和B。即，接收信号在第奇数个区域时为输出模式A，接收信号在第偶数个区域时为输出模式B(图16)，或者接收信号在第奇数个区域时为输出模式B，接收信号在第偶数个区域时为输出模式A(图17)。
由此，例如图16的情况下，接收基带信号I＝jQ从第一区域移动到第二区域时，变换选择部403中，接收信号在第一区域输出Q(正值)或-(I-Q)/(负值)，进入第二区域时变为输出I(正值)或(I-Q)/(负值)。此时，在第一区域和第二区域的边界附近，(I-Q)/的绝对值接近零，I和Q的值基本相等，因此变换选择部403的输出变化小。
这样，本实施例中，即便接收信号的象限变化了，由于在象限边界附近(I-Q)/的绝对值接近零，I和Q的值基本相等，因此变换选择部403的输出变化小，Δε调制器得到的相位的检测值是正确的。本实施例中，与上述实施例3同样，可以是使用采样维持电路3的结构。
实施例6
前面说明的实施例1～5中，用1次Δε调制器构成相位检测电路，但实施例6中，用2次以上的Δε调制器构成相位检测电路。
图20是表示本发明的相位检测电路的实施例6的结构的图。图20中，6是加法器，7是积分器。对于和上述实施例1～3相同的结构，附加相同符号，省略其说明。本实施例中，由象限检测部101、旋转投影部4、积分器103、加法器6、积分器7、1比特量化器5、延迟器105、加法器1构成2次的Δε调制器。图20的结构为方便说明在上述实施例4的结构(图8)中采用加法器6和积分器7，但不限于此，例如，对实施例1的结构(图1)和原来的结构(图30)可采用加法器6和积分器7。
这里说明实施例6的相位检测电路的动作。附加了与前面说明的实施例1～5相同的符号的各结构分别同样动作。
加法器6中，把旋转投影部4的输出与积分器103的输出相加，将该相加结果输出到积分器7。然后，1比特量化器5中，量化积分器7的输出(积分结果)，输出0或1。
这样，本实施例中，用2次以上的Δε调制器构成相位检测电路。由此，与实施例1～5同样，与用1次以上的Δε调制器构成相位检测电路的情况相比，量化噪声的功率频谱在低频侧减小，在高频侧增大，因此通过由低通滤波器2去除高频的噪声可大幅度改善SN比。
本实施例中，为方便说明，说明了用2次的Δε 调制器构成相位检测电路的情况，但不限于此，可用3次以上的Δε 调制器构成相位检测电路。本实施例中，与上述实施例3同样，可以是采用采样维持电路3的结构。
实施例7
实施例6中，说明了象限判定部101用2比特量化接收信号的相位的情况，但实施例7中，说明量化分解力为N(自然数)的情况。本实施例中，用2次以上的Δε调制器构成相位检测电路。
图21是表示本发明的相位检测电路的实施例7的结构的图。本实施例所示的2次Δε调制器例如基于汤川彰“过采样A-D转换技术”(日经BP公司)的37页所示的2次Δε调制器的结构例。对于和上述的实施例1～6同样的结构，附加相同符号，省略说明。本实施例中，由相位量化部401、变换选择部403、积分器103、加法器6、积分器7、1比特量化器5、延迟器105、加法器1构成2次的Δε调制器。图21的结构为方便说明在上述实施例5的结构(图13)中采用加法器6和积分器7，但不限于此，例如，对实施例2的结构(图3)和原来的结构(图4)可采用加法器6和积分器7。
这里说明实施例7的相位检测电路的动作。附加了与前面说明的实施例1～6相同的符号的各结构分别同样动作。
加法器6中，从积分器103的输出减去变换选择部403的输出，将该减法结果输出到积分器7。然后，1比特量化器5中，量化积分器7的输出(积分结果)，输出0或1。
图22是表示与上述图21不同的相位检测电路的结构的图。该例所示的2次Δε调制器例如基于汤川彰“过采样A-D转换技术”(日经BP公司)的43页所示的2次Δε调制器的结构例。图22中，8是延迟器，9是放大器。与上述图21相同的结构附加相同符号，省略说明。图22中，由相位量化部401、变换选择部403、积分器103、延迟器8、放大器9、加法器6、积分器7、1比特量化器5、延迟器105、加法器1构成2次的Δε调制器。图22的结构为方便说明在上述实施例5的结构(图13)中采用加法器6、积分器7、延迟器8和放大器9，但不限于此，例如，对实施例2的结构(图3)和原来的结构(图4)可采用加法器6、积分器7、和放大器9。
这里说明图22的相位检测电路的动作。附加了与前面说明的实施例1～6相同的符号的各结构分别同样动作。
延迟器8中，仅将积分器103的输出延迟1个循环，输出到加法器6。放大器9中，2倍放大变换选择部403的输出，输出到加法器6。加法器6中从延迟器8的输出减去放大器9的输出，把该减法结果输出到积分器7。然后，1比特量化器5中，量化积分器7的输出(积分结果)，输出0或1。
这样，本实施例中，使Δε调制器为2次构成，可将噪声整形成量化噪声的功率频谱在信号频带的低频区中减小、在信号频带外的高频区增大。因此由后接的低通滤波器2抑制高频区域时，结果总的噪声功率减小，SN比增大。
以上本实施例中，如图21和图22所示，用2次以上的Δε调制器构成相位检测电路。由此，像实施例1～5那样，与用1次Δε调制器构成相位检测电路的情况相比，量化噪声的功率频谱密度在低频侧减小，在高频侧增大，因此通过由低通滤波器2去除高频的噪声可大幅度改善SN比。
本实施例中，为方便说明，说明了用2次的Δε调制器构成相位检测电路的情况，但不限于此，可用3次以上的Δε调制器构成相位检测电路。本实施例中，与上述实施例3同样，可以是采用采样维持电路3的结构。
实施例8
图23是表示备有本发明的相位检测电路(实施例1～7)的接收机的结构的图。图23中，301，302是混频器，303是本机振荡器，304是正交分波器，305，306是低通滤波器，307，308是放大器，11是实施例1～7的相位检测电路，312是解调器。相位检测电路11中，从接收基带信号的同相成分I和正交成分Q检测出相位。相位检测电路11可使用实施例1～7之一的结构。附加了与原来相同符号的各构成分别同样动作。
这样，本实施例的接收机中，如式(11)说明的那样，由于为使用从接收基带信号的同相成分I和正交成分Q的比tanθ导出相位的量化值的相位检测电路的结构，可与接收信号的包络线振幅无关地检测出相位，原来需要的高分解力的A/D转换器和AGC不再需要。
实施例9
在前面说明的实施例1～4的说明中，同相成分和正交成分的接收基带信号作为单端信号输入相位检测电路。这种例子可在图23那种结构的接收机中观察到。单端输入的相位检测电路11中，为了从单端的接收基带信号的同相成分I和正交成分Q检测出相位，相位量化器401和变换选择器402例如如下构成。
图24是表示图23的接收机的相位量化部(象限判定部)的结构的图。例如，相位量化部401的量化分解力为4(2比特)的情况下，如图24所示，相位量化部401由比较器210，211构成。图25是表示图23的接收机的变换选择部(旋转投影部)的结构的图。如图25所示，变换选择部402由反转放大器212，213，选择器214构成。
比较器210，211中，分别比较接收基带信号的同相成分I和正交成分Q与0并判定符号，输出1比特的数据。反转放大器212，213中，分别反转接收基带信号的同相成分I和正交成分Q的符号，为-I，-Q。然后，各信号I，Q，-I，-Q输入选择器214。选择器214中，根据相位量化部401和1比特量化器5的输出符号选择任一信号。
但是，上述图23所示的接收机中，接收基带信号为单端信号的情况下，有如下问题。例如，从混频器301和302的输出到相位检测电路11的输入之间存在的基带的低通滤波器305和306以及放大器307和308中，接收基带信号中加有同相噪声和直流偏置时，去除它们是困难的。同相噪声和直流偏置大时，不能检测出正确的相位。反转放大器211，212的增益不能正确的为1而为-a(a≠1)时，选择器214的输入为I，Q，-aI，-aQ，不能正确进行相位检测。
本实施例消除了上述问题。图26是表示备有本发明的相位检测电路的接收机的结构的图。图26中，321，322是差动输出的混频器，325，326是差动输入输出的低通滤波器，327，328是差动输入输出的放大器，12是差动输入的相位检测电路。差动输入的相位检测电路12中，为从差动的接收基带信号的同相成分I和正交成分Q检测出相位，相位量化部401和变换选择部402例如如下构成。
图27是表示实施例9的接收机的相位量化部(象限判定部)的结构的图。例如，相位量化部401的量化分解力为4(2比特)的情况下，如图27所示，相位量化部401由比较器220，221构成。图28是表示实施例9的接收机的变换选择部(旋转投影部)的结构的图。如图28所示，变换选择部402由选择器222，223，226，减法器224，225构成。
比较器220中，对接收基带信号的同相成分I，比较非反转信号I+和反转信号I-并判定符号，输出1比特的数据。同样比较器221中，对接收基带信号的正交成分Q，比较非反转信号Q+和反转信号Q-并判定符号，输出1比特的数据。选择器222和223中，分别对接收基带信号的同相成分I和正交成分Q，根据相位量化部401和1比特量化器5的输出符号选择把非反转信号(I+，Q+)和反转信号(I-，Q-)中的哪个输入减法器224和225的被减数侧，把哪个输入减数侧。因此，减法器224输出I+-I-、I--I+之一，减法器225输出Q+-Q-、Q--Q+之一。然后，选择器226中，根据相位量化部401和1比特量化器5的输出符号选择减法器224的输出或减法器225的输出之一，并进行输出。
这样，本实施例中，用差动构成相位量化部401和变换选择部402，因此即便是接收基带信号的非反转成分和反转成分中加有同量的同相噪声和直流偏置的情况下，它们互相抵消，可检测出正确的相位。反转放大器的增益的精度也没有问题。
这里，以相位量化部401和变换选择部402的构成作为一个例子，说明了本实施例的动作，但不限于此，在前面说明的相位量化部401和变换选择部402的组合以及象限判定部101和旋转投影部102的组合中也同样适用。
实施例10
图29是表示图23所示的接收机内的解调器312的结构的图。图29中，13是时序再现部，14是数据判定部，15是振荡器。本实施例中，从备有实施例1～7的相位检测电路的数字频率调制(FSK)和相位调制(PSK)接收机中特别表示出相位检测电路11和解调器312的结构。
如前面说明，接收机通常以符号时钟的1/8或1/16的间隔检测接收信号的频率和相位，从其中探求适当的数据判定时序。图29所示的解调器312中，时序再现部13中，接收例如振荡器15振荡的符号时钟的16倍的时钟和相位检测电路11输出的接收信号的相位信息，按符号时钟的1/16的分解力从该接收信号的相位探求数据判定时序。
时序再现部13中，对相位检测电路11输出相位检测要求时序信号。该相位检测要求时序信号例如为0～15的值，接收开始后，到观察到数据判定时序之前，对符号时钟的16倍的每个时钟输出0～15的值。然后，观察到数据判定时序后，例如该数据判定时序为符号时钟的16倍时钟的相位0的情况下，对符号时钟每一时钟输出0值。
相位检测电路11中，加法器206、比较判定部204、乘法器202-1～202-k、书记变换部205-1～205-k仅按时序再现部13指示的相位检测要求时序动作。
这样，本实施例的接收机中，由于构成为仅按时序再现部13指示的相位检测要求时序使相位检测电路11内的低通滤波器动作，可降低耗电。
这里，以图23所示的相位检测电路11为例说明本实施例的动作，但不限于此，图26所示的相位检测电路12中也同样适用。
如以上说明，根据本发明，构成为：加法部件以2π的量化值为模进行相加，另外低通滤波器部件在成为运算对象的移位寄存器的输出中出现跨过相位2π的量化值的相位数据时，将相位数据的范围从0～2π变换为π～3π后进行运算，之后，相位数据的范围返回0～2π。由此，由于得到正的平均运算结果，实现可检测到正确的相位的效果。
根据下一发明，构成为第二量化部件根据判定的接收信号的区域判定积分部件输出的符号并量化。变换选择部件构成为按每个区域组合不同的输出模式并输出。由此，实现变换选择部件输出的变化小、相位检测值更正确的效果。
根据下一发明，由于用第一量化部件、变换选择部件、积分部件、第二量化部件、延迟部件和加法部件构成Δε调制器，由此，实现可在低通滤波器部件中得到正的平均运算结果的效果。
根据下一发明，用2次以上的Δε调制器构成相位检测电路。由此，与用1次的Δε调制器构成相位检测电路的情况相比，量化噪声的功率频谱在低频侧减小，在高频侧增大，因此通过由低通滤波器部件去除高频的噪声可实现大幅度改善SN比的效果。
根据下一发明，通过设置采样维持电路，Δε调制器的动作中，由于变换选择部件的输出一定，实现得到更正确的相位检测值的效果。
根据下一发明，构成为：加法部件以相位2π为模进行相加，另外低通滤波器部件在成为运算对象的移位寄存器的输出中出现跨过相位2π的相位数据时，将相位数据的范围从0～2π变换为π～3π后进行运算，之后，相位数据的范围返回0～2π。由此，由于得到正的平均运算结果，实现可检测到正确的相位的效果。
根据下一发明，由于用象限判定部件、旋转投影部件、积分部件、量化部件、延迟部件和加法部件构成Δε调制器，由此，实现可在低通滤波器部件中得到正的平均运算结果的效果。
根据下一发明，构成为量化部件根据判定的接收信号的象限判定积分部件输出的符号并量化。即，该相位检测电路按每个象限组合不同的输出模式并输出。由此，实现旋转投影部件输出的变化小、相位检测值更正确的效果。
根据下一发明，用2次以上的Δε调制器构成相位检测电路。由此，与用1次的Δε调制器构成相位检测电路的情况相比，量化噪声的功率频谱在低频侧减小，在高频侧增大，因此通过由低通滤波器部件去除高频的噪声可实现大幅度改善SN比的效果。
根据下一发明，Δε调制器的动作中，由于旋转投影部件的输出一定，实现得到更正确的相位检测值的效果。
根据下一发明，由于构成为使用量化接收基带信号的同相成分I和正交成分Q的比的相位检测电路的结构，实现原来需要的高分解力的A/D转换器和AGC不再需要的效果。通过使用实现正确的相位检测的相位检测装置，实现大幅度改善接收机的失真率特性和接收比特出错率特性的效果。
根据下一发明，第二量化部件构成为根据判定的接收信号的象限判定积分部件输出的方可并量化。即，该相位检测电路按每个象限组合不同的输出模式并输出。由此，实现变换选择部件输出的变化小、相位检测值更正确的效果。
根据下一发明，第一量化部件和变换选择部件差动构成，因此接收基带信号的非反转成分和反转成分中加有同量的同相噪声和偏置的情况下，也它们实现彼此抵消、可检测出正确的相位的效果。
根据下一发明，由于构成为使用量化接收基带信号的同相成分I和正交成分Q的比的相位检测电路的结构，实现原来需要的高分解力的A/D转换器和AGC不再需要的效果。通过使用实现正确的相位检测的相位检测装置，实现大幅度改善接收机的失真率特性和接收比特出错率特性的效果。
根据下一发明，量化部件构成为根据判定的接收信号的象限判定积分部件输出的方可并量化。即，该相位检测电路按每个象限组合不同的输出模式并输出。由此，实现旋转投影部件输出的变化小、相位检测值更正确的效果。
根据下一发明，象限判定部件和旋转投影部件差动构成，因此接收基带信号的非反转成分和反转成分中加有同量的同相噪声和偏置的情况下，也它们实现彼此抵消、可检测出正确的相位的效果。
根据下一发明，相位检测电路用备有多段积分器的2次以上的Δε调制器构成。由此，与用1次的Δε调制器构成相位检测电路的情况相比，量化噪声的功率频谱在低频侧减小，在高频侧增大，因此通过由低通滤波器部件去除高频的噪声可实现大幅度改善SN比的效果。
根据下一发明，构成为相位检测电路内的低通滤波器部件仅按时序再现部件指示的相位检测要求时序动作，因此实现可得到更正确的相位检测值的效果。
根据下一发明，Δε调制器动作中，由于旋转投影部件或变换选择部件的输出一定，实现得到更正确的相位检测值的效果。
产业上的可利用性
如上所述，本发明的相位检测电路和接收机在数字移动通信中检测出FSK、PSK信号的相位的过程中适用。